一种基于BJT的耐200℃高温碳化硅MOSFET驱动电路

电 工 技 术 学 报

TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY

Vol.33 No. 6

Mar. 2018

DOI: 10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.171072

一种基于BJT的耐200℃高温碳化硅

MOSFET驱动电路

金淼鑫 高 强 徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院 哈尔滨 150001）

摘要 提出一种耐高温200℃的碳化硅MOSFET驱动电路。该驱动电路采用双极性结型晶体管（BJT）作为开关器件，避免了高温下硅基MOSFET关断能力弱化而引起的驱动电路失效。该驱动电路利用充电与放电两条支路将0V/5V源驱动信号调整为−5V/18V的栅极驱动电平。每条支路都采用自举电容加速BJT的开通过程，从而加快驱动电流的建立。建立该驱动电路的等效模型，通过该模型得到计算驱动电路中四个主要无源器件的等式以及主要无源器件与BJT电流放大系数之间的关系，并以此确定温度补偿策略。在85V/14.5A的负载条件，不同温度对驱动电路进行双脉冲测试，可知MOSFET的开通暂态时间随温度升高由133.6ns缩短为112.4ns，而关断暂态时间由99.2ns增加到109.8ns。温度对其影响主要体现在随温度升高，碳化硅MOSFET的跨导增大，米勒平台降低，进而影响开关过程的时间。

关键词：碳化硅场效应管 高温驱动电路 温度补偿 双脉冲测试 中图分类号：TN386.1

A 200℃ Silicon Carbide MOSFET Gate Driving Circuit

Based on Bipolar Junction Transistor

Jin Miaoxin Gao Qiang Xu Dianguo

（School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology

Harbin 150001 China）

Abstract This paper proposed an isolated gate driving circuit for Silicon Carbide MOSFET, which could survive high environment temperature up to 200℃. In this circuit, bipolar junction transistors (BJTs) were used as switch devices instead of Si MOSFETs because high temperature would weaken their turn-off capability. This circuit included two branches, gate charging branch and gate discharging branch, by which the source driving signal of 0V/5V could be adjusted to driving level of −5V/18V. Each branch used a bootstrap capacitor to accelerate the BJT turn-on process, thereby speeding up the gate driving current. The equivalent model of the driving circuit was built. The equation for calculating four main passive components was obtained, and the relationship between the main passive components and BJT current amplification coefficients was available. Accordingly, the temperature compensation principle was introduced. With the load condition of 85V/14.5A, the results from double-pulse test under a series of step-up temperature points were obtained. The turn-on time of SiC MOSFET decreased from 133.6ns at room temperature to 112.4ns at 200℃, while the turn-off time increased from 99.2ns at room temperature to 109.8 ns at 200℃. The influence of temperature is that, with the increase of temperature, the transconductance of SiC MOSFET increases, and the Miller

收稿日期 2017-07-25 改稿日期 2017-10-30

第33卷第6期

金淼鑫等 一种基于BJT的耐200℃高温碳化硅MOSFET驱动电路 1303

platform voltage declines, which in turn affects the turn-on and turn-off time.

Keywords：Silicon Carbide MOSFET, high temperature driving circuit, temperature compensation, double-pulse test

0 引言

硅基半导体经过几十年的发展，其性能已经逼近材料性质的极限。与硅基半导体相比，碳化硅半导体具有宽禁带、高击穿电场强度、高热导率、高载流子饱和速率等优势[1,2]。碳化硅材料由于其物理化学特性非常稳定，使得碳化硅器件的制造比较困难、成本较高。近年来，随着碳化硅器件的制作工艺不断成熟，碳化硅器件的应用渐趋普遍。

用于驱动硅基MOSFET的集成芯片种类繁多，并且针对过电压、低压、过电流、过温等安全区外的工作情况设计了相关的检测以及保护电路，这些驱动芯片的最高开关频率一般都在几百kHz，完全可以满足碳化硅MOSFET高频工作的需求。但是，由于应用硅基MOSFET的温度上限是150℃[3]，因此多数用于驱动硅基MOSFET的芯片也是采用常规的硅基芯片，在高于150℃的应用环境下，芯片内部硅基开关器件的开关特性严重衰减。如果用来驱动碳化硅MOSFET，将会碳化硅MOSFET的高温应用能力，而且鉴于碳化硅MOSFET对寄生参数的敏感性，以线缆为载体远距离驱动工作在高温环境下的碳化硅MOSFET也是不推荐的[4-6]。目前尚无商业化的碳化硅基芯片，有能力工作于高温环境下的芯片主要采用绝缘体上硅（Silicon On Insulator, SOI）技术[7]。但是，硅基SOI芯片价格昂贵，是碳化硅MOSFET价格的十几倍甚至几十倍，大大增加了驱动电路的成本。

近年来，很多学者围绕碳化硅MOSFET驱动电路设计开展了一系列的研究工作。文献[8]中的驱动电路采用单电源供电，MOSFET关断负电平通过电阻电容分压来实现，但是分压电阻在整个开关周期都有功率消耗，并且驱动电路进入工作状态之前需要对分压电容进行预充电，增加了延迟时间和控制的复杂度。文献[9]设计了一种基于碳化硅NMOSFET的桥式驱动电路，采用共源极反相电路控制上、下桥臂的互补开通，可在高达420℃环境温度下高速开关，但是驱动电路结构较复杂，需要多路电源供电，没有设置关断负压，同时共源极反相器较大的漏极电阻，使得上桥臂MOSFET栅极电压易受到dv/dt影响。文献[10]所提驱动电路采用双

极性结型晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）推挽与MOSFET推挽并联结构，增大了驱动电流，同时借助辅助电路消除因BJT与MOSFET阈值电压不同而导致开通的BJT对MOSFET栅极电压钳位的问题，驱动电路整体可工作在175℃以上的环境中。但是，电路使用器件较多，辅助电路引入了电感元件，增大了开通延迟时间，同时影响了驱动电路在更高开关频率下的工作特性。文献[11]引入了有源栅极驱动电路，采用放大器作为比例调节器，对栅极信号进行负反馈比例调节，仿真结果证明了可以有效抑制开通栅极电压与漏极电流振荡，同时减小了关断暂态的漏源极电压尖峰。但是，在关断暂态结束后引入了较大的栅极电压和漏极电流振荡，而且作为比例调节的放大器需要具备较大的电压摆幅和带宽增益积，具备此条件的运放功耗也会较大。文献[12]采用了谐振驱动电路实现器件快速开通，关断时依靠驱动电路中的MOSFET实现器件快速关断，同时对栅极电压进行钳位。但是器件开通前需要先在电感中建立谐振电流，增大了延迟时间，同时谐振电流的峰值受寄生参数影响难以实现精确控制，单周期内需要多次对驱动电路中的两个MOSFET进行分别控制，增大了控制的复杂度。

本文提出了一种耐200℃高温的碳化硅MOSFET隔离驱动电路。该驱动电路采用BJT作为开关器件，从而避免了高温下硅基MOSFET关断能力弱化而引起的驱动电路失效。该驱动电路采用单电源供电即可获得−5V/18V的驱动电平。电路拓扑结构简单、使用器件较少、成本较低，电路的静态功耗较低，当MOSFET处于开通、关断稳态时，驱动电路中仅有稳压管处于工作状态。电路针对BJT的温度漂移提出了优化的补偿策略，使其在200℃高温时仍能稳定工作。

1 驱动电路拓扑与工作原理

本文所提碳化硅MOSFET驱动电路如图1所示。三极管Q5和Q6组成推挽驱动对PWM信号进行功率放大，经过电容Ciso隔离直流量后通过隔离变压器传递到变压器二次侧，交变的信号在变压器二次侧分成两路，经过自举电容Ce1和Ce2后分别与Q1、Q2的发射极处的直流电压进行叠加，同步控制

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图1 碳化硅MOSFET驱动电路 Fig.1 The driving circuit for SiC MOSFET

碳化硅MOSFET输入电容充电支路和放电支路的互补开通。充电支路主要由Q1、Q3、Rb1、Ce1、Rc1、Cc1组成，将碳化硅MOSFET输入电容充电至栅极电压达到VCC。放电支路主要由Q2、Q4、Rb2、Ce2、Rc2、Cc2组成，将碳化硅MOSFET输入电容放电至栅极电压达到VEE。

Ce1与VD1、Ce2与VD2组成快速充放电回路，自举电容Ce1在充电支路不工作而放电支路工作时，通过VD1快速放电，Ce2在放电支路不工作而充电支路工作时，通过VD2快速充电。当工作模态发生转变的瞬间，Q1与Q2的基极可以产生较大的基极电流，加速BJT的开通。VCC与VEE之间的差值为23V，VDZ1、VDZ2是额定值为9V的稳压二极管，VDZ3是额定值为5V的稳压二极管。图1中，碳化硅MOSFET的源极与VDZ3的阴极相连，则相对于MOSFET的源极，VCC=+18V，VEE= −5V。

充电支路与放电支路的工作模态1与工作模态2如图2～图5所示。驱动电路的输出电平相位与源

图2 充电支路工作模态1 Fig.2 The charging branch in mode 1

图3 放电支路工作模态1 Fig.3 The discharging branch in mode 1

图4 放电支路工作模态2 Fig.4 The discharging branch in mode 2

图5 充电支路工作模态2

Fig.5 The charging branch in mode 2

驱动信号相反。源驱动信号由高电平变为低电平后，充电支路工作模态1如图2所示，二极管VD1阳极

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电压被拉低，VD1承受反向电压处于关断状态，三极管Q1发射极电压低于基极电压，Q1开通，电容Ce1通过Q3的发射极-基极、Q1的集电极-发射极充电，形成电流i1。i1驱动Q3开通过程中，Q3的集电极电流作为栅极充电电流ich经过栅极电阻Ron对MOSFET输入电容进行充电。在此过程中，放电支路工作模态1如图3所示，二极管VD2因为阴极电压被拉低而开通，自举电容Ce2通过VD2迅速充电，直至VD2两端压降为零而关断。由于三极管Q2发射极电压低于基极电压，因此Q2在此过程中始终处于关断状态，放电支路不工作。

源驱动信号由低电平变为高电平后，放电支路工作模态2如图4所示，二极管VD2阳极电压被拉低，VD2承受反向电压处于关断状态，三极管Q2发射极电压高于基极电压，Q2开通，电容Ce2通过Q2的发射极-集电极、Q4的基极-发射极放电，形成电流i3。i3驱动Q4开通过程中，Q4的集电极电流作为栅极放电电流idch经过栅极电阻Roff对MOSFET输入电容进行放电。

在此过程中，充电支路工作模态2如图5所示，二极管VD1承受正压而开通，

自举电容Ce1通过VD1迅速放电，直至VD1两端压降为零而关断。由于三极管Q1发射极电压高于基极电压，Q1在此过程中始终处于关断状态，充电支路不工作。

2 驱动电路简化模型与工作时序分析

在驱动电路的充电支路与放电支路中，Rb、Ce、Rc、Cc相互作用，共同决定充、放电支路的工作时间，为了获得较为合适的Rb、Ce、Rc、Cc取值，需要建立驱动电路模型，通过模型推导出计算Rb、Ce、Rc、Cc的公式。

对于每条支路，Rb、Ce、Rc、Cc的相互作用导致电流、电压对时间的函数呈现出高阶指数函数的特性。而且BJT开通过程是与基极输入电荷相关的非线性函数，因此实际的驱动电路系统是一个较为复杂的高阶系统。为了简化建模过程，本文对BJT的开通过程作如下近似：

1）图1电路中的Q1采用型号为2N2222A的BJT，Q2采用型号为2N2907A的BJT。datasheet中给出在基极电流Ib=15mA，

集电极终态电流为150mA，集电极-发射极关断电压VCC=30V的条件下Q1的开通时间ton=35ns，Q2的开通时间ton=45ns。BJT的开通过程是与基极输入电荷相关的非线性函数，如果近似认为在开通时间不变的条件下，BJT开通过程中

集电极电流的升高是线性时变的，则处于上述条件下开通过程中的BJT可以等效为如图6所示的电压控制电压源。图中CS1为基极电流源，其电流恒定为15mA，VS1为受CS1端电压uce控制的电压源，Cb为BJT等效输入电容，表达式为

C=Ibton

bV （1）

CC

图6 BJT开通过程等效电路

Fig.6 The equivalent circuit of BJT’s turn-on

由式（1）可得Q1的等效输入电容Cbn=17.5pF，Q2的等效输入电容Cbp=22.5pF，则当基极电流为时变函数时，处于开通过程的BJT可进一步等效为如图7所示的电路。其中CS2为基极电流源，流过的电流为实际基极电流对时间的函数，VS2为受CS2电流控制的电压源。

图7 BJT开通过程进一步等效电路

Fig.7 The further equivalent circuit of BJT’s turn-on

2）近似认为BJT集电极最大输出电流为date sheet

中给出的最大集电极连续电流Ipmax，即当基极电流大于Ipmax/β（β 为BJT的电流放大系数）时，BJT的集电极电流为Ipmax。

基于上述近似条件，驱动电路充电支路模型在驱动MOSFET开通暂态过程中的工作时序如图8所示，变量从上到下依次为βn βp倍的Q1基极电流ib、

βp倍的Q1集电极电流ic、MOSFET栅极驱动电流ich

和MOSFET栅源极电压ugs，其中βn、βp为Q1、Q3的电流放大系数。

0～t1时间段（阶段1）

：该时间段定义为Q3的集电极电流从零升高到集电极电流最大值所需的时

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图8 驱动电路充电支路工作时序 Fig.8 The sequence of charging branch under

working state

间，在该时间段内ib、ic的上升趋势主要受到驱动电流和驱动芯片的输出电压斜率影响，对此阶段Cgs的电压ugs、Ron的电压uRon和栅极充电电流ich列写方程为

ugs(t)+ut

Ron(t)=

1

Ct) dt （2）

bp

∫0ic(uRon(t)=ich(t)Ron （3） it)

ch(t)=Cdugs(iss

dt

（4）

可得

iCbp

t)

c(t)=

Cich(t)+RdionCbp

ch(iss

dt

（5） 式中，Ciss为碳化硅MOSFET的等效输入电容。

由式（5）可知，理想状态下满足初始条件为

iCbp

c(0)＞CIpmax

（6） iss那么ich的斜率只与驱动芯片的输出电压斜率有关。

t1～t2时间段（阶段2）

：该时间段定义为Q3的集电极电流保持为最大值的时间，此阶段充电支路等效电路如图9所示。

该时间段内对ib、Cc的电压uC、ic以及Ce的电压ue列写方程为

i5−ue(t)

b(t)=

R （7） b

uC(t)=

1

t

Cb(t) dt （8）

bn

∫0

i

图9 充电支路在阶段2的等效电路

Fig.9 The equivalent circuit of charging branch in t1～t2

iuc(t)=C(t)duR+CC(t)

ct

（9） cdCdue(t)

e

dt

=ib(t)+ic(t)

（10） 由式（7）～式（10）得

Cdue(t)+Cbn+Cc

uCbn+Cct1

e

dtRe(t)+

RbRcCbn=

bCbn

∫0ue(t)dt5

5(Cbn+Cc)RtbRcCbn+

R （11） bCbn

当Rb、Rc、Cbn、Cc、Ce满足

Rc(Cbn+Cc)2=4RbCbnCe （12）

得到ue、ib、ic的表达式为

ue(t)=−5r1ter1t−5er1t+5 （13）

i5rb(t)=1Rter1t−5er1t

（14） bRb

i5(rc(t)=

1RcCc+1)RRter1t+5Ccer1t

（15）

bcCbnRbCbnrC1=−

bn+Cc

2RC （16）

bCbne

此阶段Q3的集电极电流以电流源的形式对MOSFET的等效输入电容Ciss充电，根据前述的假设条件，在此阶段如果能保持βpic＞Ipmax，则ich恒为Ipmax，ugs的表达式为

uIpmax

gs(t)=Ct （17）

iss

t2～t3时间段（阶段3）：在t2时刻，Cgs被充电至其端电压ugs达到23−IpmaxRon，Q3进入饱和导通状态，发射极-集电极电压近似为零，则t2时刻以后，

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Q3的集电极电流将以指数形式衰减至Cgs的端电压达到稳定值。t2～t3时间段充电支路主要以电压源的形式对Ciss充电，此阶段应用的充电支路等效电路如图10所示。此阶段的ich为

ich(t)=Ipmaxer2(t−t2) （18） r12=−

R （19）

onCiss

图10 充电支路在阶段3的等效电路

Fig.10 The equivalent circuit of charging branch in t2～t3

如果在t2时刻，ic=βnib，则

ib(t)=ib(t2)e

r3(t−t2)

（20）

ic(t)=ic(t2)er3(t−t2) （21） rn

3=−

1+βR （22） bCe

若同时，ic=Ipmax/βp=ich/βp且r2=r3，则该阶段ic

与ich(t)以相同的时间常数在ugs达到稳定值时衰减到0，这样就保证了放电支路开启时，Q3与Q4之间只流过对Q3的输出电容进行充电的极小电流，而不会产生直通现象。因此，在阶段3有

tCiss(23−IpmaxRon)

2≈

I （23）

pmaxiIpmax

b(t)=βer2(t−t2) （24） nβp

iIpmax

c(t)=βe

r2(t−t2)

（25）

p

uIpmaxRb

e(t)=5−

βer2(t−t2) （26）

nβp

RbCe=(1+βn)RonCiss （27）

将边界条件ic(t2)=βnib(t2)=Ipmax/βp代入式（14）和式（15），并与式（12）和式（27）联立得

er1t2=−

IpmaxRb(r1RonCiss+1)5r （28）

1βnβpRonCiss

rt22+4Ron2Ciss2−(t2+2RonCiss)1=

2t2R （29）

onCiss

由此可以得到

5βR2

)b=

n

(t22+4Ron2Ciss2−t2Ie

r1t2

（30）

pmaxRonCbp

C2IpmaxRon2Ciss2e=

5βp(t22+4Ron2Ciss2−t2)e−r1t2 （31）

CCbn(1+βn)(t2+2RonCiss−t22+4Ron2Ciss2c=

)t−C

bn

2

（32）

R(t2+2RonCiss+t22+4Ron2Ciss2)2c=

4(1+β （33）

n)RonCbnCiss

3 温度补偿设计

本文所提电路的主要部分由电阻、电容和BJT组成，其中电阻和电容的温度系数较低，补偿设计时忽略其温漂而主要考虑因BJT电流放大系数变化而导致的温漂。

式（30）～式（33）所示的Rb、Ce、Cc、Rc的表达式是基于式（12）的前提下得到的，表达式中都包含BJT电流放大系数项，因此若要满足式（12），则Rb、Ce、Cc、Rc的值全都是温度的变量。如果前提条件为式（34），因缺少了一个等式不能形成统一的Rb、Ce、Cc、Rc的表达式，但却可以形成Rb、Ce、Cc、Rc与βn、βp之间的关系表达式，则固定Rb、Ce、Cc、Rc中2～3个参数不变而通过调节另外1～2个参数来补偿βn、βp的变化，即

Rc(Cbn+Cc)2＞4RbCbnCe （34） 基于式（34）解式（11）得到ib、ic的表达式为

i5rb(t)=4

er4t−5r5er5tR(r （35）

b4−r5)Rb(r4−r5)

ic(t)=

5(r4RcCc+1)Rer4t−5(r5RcCc+1)er5t

（36）

bRcCbn(r4−r5)RbRcCbn(r4−r5)

r4+r5=−

Cbn+Cc

R （37）

bCbnCe

式中，r4、r5为时间常数相关的特征值。

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将边界条件ic(t2)=βnib(t2)=Ipmax/βp代入式（35）和式（36）得到Rc、Rb、Ce、Cc、βn和βp之间关系的表达式为

C⎛e⎜⎜25β2β2e−Cbn+Cc

RbCbnCet2−22⎞Rc=⎝npIpmaxRb⎟⎟⎠R （38） bIpmax2

(1+βn)(βnCbn−Cc)

由于电容的温度系数较小，因此忽略Ce与Cc

的温度变化，而主要通过调节Rb与Rc的值来补偿

βn和βp的温漂。

4 实验与分析

实验选用的碳化硅MOSFET为意法半导体公司的SCT20N120。由SCT20N120的datasheet参数可知，800V/10A的负载条件下，将栅极电压由0V驱动至20V所需栅极总电荷为45nC，则Ciss等效为2.25nF，考虑到留有一定的裕量，设计驱动电路时将Ciss定为3nF。从datasheet中还可知SCT20N120的栅极存在7Ω的输入电阻，因此充电支路栅极电阻选用1.5Ω的高温电阻，而为了抑制关断时由于栅源极寄生电容与源极寄生电感之间谐振可能引发的MOSFET误导通，同时保持器件关断的速度，放电支路与栅极之间串联5.1Ω的高温电阻。

根据式（30）～式（33）可以得到驱动电路的充电支路中Rb1、

Rc1、Cc1、Ce1的参数分别为25.5kΩ、220Ω、1.1nF、150pF，而放电支路中的Rb2、Rc2、Cc2、Ce2的参数分别为49kΩ、82Ω、2.5nF、120pF。

实验测得Q1和Q2的电流放大系数的温度特性如图11所示。

图11 BJT电流放大系数的温度特性

Fig.11 The temperature characteristics of BJTs’ current

amplification coefficient

若Rb1由B值为3 270的负温度系数电阻103CT−4与15kΩ高温电阻281−15K−RC串联组成；Rc1由两支温度系数为0.385 1Ω/℃的铂电阻PT100串联组成；Rb2由B值为3 2的负温度系数电阻253JL1A

与24kΩ高温电阻281−24K−RC串联组成；Rc2由一支PT100组成，因阶段1很短，忽略阶段1时长，则可估算各温度点下阶段2的时长为

t⎡RbRcIpmax2(1+βn)(βnCbn−Cc)22⎤2=−ln⎢⎢⎣25βn2βp2C+IpmaxRb

e25βn2βp2⎥⎥⋅ ⎦

RbCbnCiss

C （39）

bn+Cc

由所提电路驱动的碳化硅MOSFET开通与关断过程中阶段2的温度特性如图12所示。

图12 由所提电路驱动的SiC MOSFET开通与

关断过程中阶段2的温度特性

Fig.12 The temperature characteristics of the second time segments’ lasting time of SiC MOSFET driven by proposed

driving circuit in turn-on and turn-off processes

由于阶段2是开通、关断过程中的主要部分，因此各温度下阶段2时长波动的幅度反映了温度补偿的效果。由图12可知，开通过程中各温度下阶段2时间波动的幅度在5.3ns以内，而关断过程中各温度下阶段2时间波动的幅度在5.7ns以内。

将文中所提碳化硅MOSFET驱动电路应用于双脉冲测试电路以评估电路在不同温度下的驱动能力。图13为驱动电路的双脉冲测试波形。

图13 驱动电路的双脉冲测试波形

Fig.13 The double-pulse test waveforms of driving circuit

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基于ARM的控制电路输出驱动脉冲信号，该脉冲信号经555芯片进行电平变换后，其高电平由3.3V被提升到5V（见图中u555）。ugs为栅源极电压，uds为漏源极电压，id为漏极电流。

图1中碳化硅MOSFET的漏极负载部分为双脉冲测试所需的外围电路配置。第一个驱动脉冲使MOSFET的负载电流逐步上升到14.5A，然后将MOSFET关断，得到关断暂态波形。

第二个驱动脉冲到来之前，负载电感L中的电流经二极管VD3续流保持幅值基本不变。2μs后驱动电路发出第二个驱动脉冲，MOSFET开通过程中续流二极管中的电流逐渐转移到MOSFET中，由此获得MOSFET的开通暂态波形。

将各温度下电压波形的时间轴进行调整后放置在同一坐标系下进行比较得到开通暂态栅极电压波形如图14所示，漏极电压波形如图15所示，关断暂态栅极电压波形如图16所示，漏极电压波形如图17所示。

图14 多温度下的碳化硅MOSFET开通暂态栅极电压波形 Fig.14 The voltage waveforms of SiC MOSFET’s gate in turn-on transient state with a series of temperature points

图15 多温度下的碳化硅MOSFET开通暂态漏极电压波形 Fig.15 The voltage waveforms of SiC MOSFET’s drain in turn-on transient state with a series of temperature points

图16 多温度下的碳化硅MOSFET关断暂态栅极电压波形 Fig.16 The voltage waveforms of SiC MOSFET’s gate in turn-off transient state with a series of temperature points

图17 多温度下的碳化硅MOSFET关断暂态漏极电压波形Fig.17 The voltage waveforms of SiC MOSFET’s drain in turn-off transient state with a series of temperature points

本文定义所提电路驱动碳化硅MOSFET开通的

时间为栅极电压开始上升至器件漏源极电压下降到最低点所持续的时间。驱动碳化硅MOSFET关断的时间为栅极电压开始下降至器件完全关断所持续的时间，则器件开通暂态与关断暂态时间如图18所示。

图18 开通过程时间与关断过程时间的温度特性 Fig.18 The temperature characteristics of turn-on process

time and turn-off process time

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随温度升高器件的开通速度逐渐加快，开通暂态由室温下的133.6ns缩短为200℃时的112.4ns，而关断速度逐渐减慢，关断暂态由室温下的99.2ns增加到200℃时的109.8ns。

器件的开通暂态时间主要包括id上升阶段时间和uds下降阶段时间，

前者主要由驱动电路的驱动能力决定，后者由MOSFET的寄生电容和沟道电阻共同决定。由于碳化硅MOSFET的寄生电容较小，因此后者持续时间很短，开通暂态时间主要由前者决定。由于碳化硅MOSFET的跨导随着温度升高而增大，因此在驱动电路的温度特性稳定的前提下，随温度升高碳化硅MOSFET的漏极电流id增大速度加快，相同漏极电流对应的米勒平台高度降低，id上升阶段时间缩短，从而定义的器件开通暂态时间随温度升高而缩短。

器件的关断暂态时间主要包括ugs下降到米勒平台的时间、uds上升阶段时间和id下降阶段时间。uds上升阶段时间主要由MOSFET的寄生电容和负载电流共同决定，由于MOSFET的寄生电容较小而漏极电流相对较大，因此该阶段持续的时间较短。与上述原因相同，id下降阶段的时间随温度升高而缩短。由于随温度升高米勒平台高度降低，则ugs下降到米勒平台的时间增加，同时由于该阶段uds较低，米勒电容的值较大，对应的米勒电容放电电荷增加量较大，而漏极电流下降阶段uds较高，米勒电容较小，对应的米勒电容放电电荷减少量较小，因此由米勒平台降低所引起的该阶段时间的增加量要大于漏极电流下降阶段时间的减小量，从而定义的器件关断暂态时间随温度升高而增加。所提驱动电路的实物样机如图19所示。

图19 碳化硅MOSFET驱动电路样机 Fig.19 The prototype of proposed SiC MOSFET

driving circuit

5 结论

本文提出了一种最高可工作于200℃环境下的碳化硅MOSFET驱动电路。驱动电路可以将0V/5V的源驱动信号调整为−5V/18V的适用于驱动碳化硅MOSFET关断与开通的驱动电平。由于高温会降低硅MOSFET的关断可靠性，驱动电路采用BJT作为输出功率级并利用自举电容加快BJT的开通速度，从而缩短建立栅极驱动电流所需的时间。本文通过建模的方式获得主要无源器件的表达式，基于模型推导出主要无源器件与BJT电流放大系数的关系，并据此确定了采用正、负温度系数电阻调节主要无源器件参数的方式进行温度补偿。

在逐步升高的温度点下，对比双脉冲测试的结果可知使用该驱动电路驱动碳化硅MOSFET，开通暂态从133.6ns缩短为112.4ns，关断暂态从99.2ns增加到109.8ns。温度对此的影响主要体现在随温度升高，碳化硅MOSFET的跨导增大、米勒平台高度降低，进而影响了开关过程中漏极电流上升、下降时间以及关断过程中栅极电压下降到米勒平台的时间。

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作者简介

金淼鑫 男，1986年生，博士，研究方向为高温电力电子。 E-mail: 124117165@qq.com

高 强 男，19年生，教授，博士生导师，研究方向为大功率传动系统、高温电力电子、电能质量。 E-mail: gq651@hit.edu.cn（通信作者）

（编辑 陈 诚）