高稳定度直流电源+24V设计

毕业设计说明书

高稳定度直流电源设计

专业 电气工程及其自动化

学生姓名 班学

级 号

指导教师 完成日期

高稳定度直流电源设计（2011）

高稳定度直流电源设计

摘 要：叙述开关电源的发展与现状，简要介绍开关电源的分类、发展动向及其

意义；阐述了直流开关电源的结构和工作原理，对开关电源的主电路和控制回路进行设计：在主电路的输入回路中整流电路采用单相桥式整流，其中还设计了低通滤波电路、整流滤波电路和其他形式的滤波电路。此设计中功率转换电路采用半桥型DC/DC变换器，这是开关电源的核心部分，对此部分进行了重点分析和设计；控制电路采用电压型PWM控制，控制器采用开关电源集成控制器SG3525A，并对其特点、结构和工作原理作了简单介绍，对于系统的结构也进行了重点设计，并对其各个部分进行了元器件的选择和参数计算。其他部分还设计了保护电路和辅助电源电路。最后，用MATLAB仿真软件对主电路进行仿真测试，通过仿真测试结果对该直流电源设计的合理性进行判断，视其稳定性是否符合设计要求。

关键词：DC/DC变换器；PWM控制；SG3525A；MATLAB仿真

高稳定度直流电源设计（2011）

Design of High Stability DC Power Supply

Abstract: Describing the development and current situation of switching power supply,

switching power supply briefly introduced the classification, development trend and its significance;DC switching power supply described the structure and working principle of the switching power supply of the main circuit and control circuit design:In the main input loop circuit using single-phase rectifier bridge rectifier circuit, which also designed the low-pass filter circuit, the rectifier filter circuit, and other forms of filter circuit.This design, half-bridge type power conversion circuit using DC / DC converters, switching power supply which is the core of the focus of this part of the analysis and design;PWM control circuit with voltage control, switching power supply controller with integrated controller SG3525A, and its characteristics, structure and working principle is briefly introduced, the structure of the system carried on the key design and the various parts of the element of its Device selection and parameter calculations.Also designed to protect other parts of the circuit and the auxiliary power supply circuits.Finally, the main circuit simulation software MATLAB simulation test, the simulation results of the DC power to judge the rationality of the design, depending on whether it meets the design requirements of its stability.

Key Words: DC/DC transformer;PWM control;SG3525A;MATLAB Simulation.

高稳定度直流电源设计（2011）

目 录

1 概述 ...................................................................................................................................1

1.1 开关电源的发展与现状 .........................................................................................1 1.2开关电源的分类 ......................................................................................................2 1.3开关电源的发展动向及其意义 ..............................................................................3 2 总体设计方案 ...................................................................................................................4

2.1 设计方案的提出 .....................................................................................................4 2.2 方案的论证 .............................................................................................................5 3 开关电源输入回路的设计 ...............................................................................................6

3.1 低通滤波电路的设计 .............................................................................................6 3.2 整流滤波电路的设计 .............................................................................................6 3.3 其他形式滤波电路 .................................................................................................8 3.4 稳压电路 .................................................................................................................9 3.5 参数计算以及元器件的选择 ...............................................................................10 4 DC/DC变换器的设计 .....................................................................................................12

4.1 控制方式的选择 ...................................................................................................12 4.2 功率转换电路的选择 ...........................................................................................12 4.3 参数的计算 ...........................................................................................................14 4.3.1 变压器设计 ...................................................................................................14 4.3.2 电感的参数计算 ...........................................................................................15 4.3.3 二极管和电容器的选择 ...............................................................................15 4.3.4 开关管的选择 ...............................................................................................16 5 控制电路的设计 .............................................................................................................18

5.1 控制模式的选择 ...................................................................................................18 5.2 开关电源集成控制器 ...........................................................................................20 5.2.1 SG3525A的特点 ...........................................................................................20 5.2.2 SG3525A的引脚介绍 ...................................................................................20 5.2.3 SG3525A芯片的工作原理 ...........................................................................21 5.2.4 SG3525A的基本功能 ...................................................................................22 5.3 保护电路的设计 ...................................................................................................24 5.4 辅助电源电路 .......................................................................................................27 6 MATLAB仿真测试 .........................................................................................................29 7 结束语 .............................................................................................................................31 参考文献 .............................................................................................................................32 致 谢 .............................................................................................................................33 附 录 .............................................................................................................................34 附录1 开关电源原理图 ........................................................................................... 35

附录2 系统仿真图 .................................................................................................. 36

高稳定度直流电源设计（2011）

高稳定度直流电源设计

1 概述

随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源。进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，其成本低、效率高、体积小、重量轻、电源输出组数多、极性可变等诸多优点，这些使得开关电源在现在生产和生活中得到广泛应用。 1.1 开关电源的发展与现状

1955年美国的科学家罗耶（G.H.Royer）首先研制成功了利用磁芯的饱和来进行自激震荡的晶体管直流变换器。此后，利用这一技术的各种形式的晶体管直流变换器不断地被研制和涌现出来，从而取代了早期采用的寿命短、可靠性差、转换效率低的旋转式和机械振子式换流设备，由于晶体管直流变换器中的功率晶体管工作在开关状态，所以由此而制成都的开关稳压电源输出组数多、极性可变、效率高、体积小、重量轻，因而被广泛应用于计算机、通信、航天、家电等领域中。

开关稳压电源简称为开关电源（switching power supply），发展已有50余年，经历了三个重要发展阶段：

第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件（BPT、SCR、GTO）发展为MOS型器件（功率MOSFET、IGBT、IGCT等），使电力电子系统有可能实现高频化，并大幅度降低导通损耗，电路也更为简单。

第二个阶段自20世纪80年代开始，高频化和软开关技术的研究开发，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。

第三个阶段从20世纪90年代中期开始，集成电力电子系统和集成电力电子模块（IPEM）技术开始发展，使得开关电源更加小巧、简单。

当今，随着半导体技术和微电子技术的高速发展，集成度高、功能强大的大规模集成电路的不断出现，使得电子设备的体积在不断地缩小，重量不断地减轻，所以从事这方面研究和生产的人们对开关电源中开关变压器还感到不是十分理想，他们正致力于研制出效率更高、体积更小、重量更轻的开关变压器或者通过别的途径来取代开关变压器，使之能够满足电子仪器和设备微小型化的需要。还有，开关电源的效率是与开关管的变换速度成正比的，并且开关稳压电源中由于采用了开关变

1

高稳定度直流电源设计（2011）

压器以后，才能使之由一组输入得到极性、大小各不相同的多组输出。要进一步提高开关电源的效率，就必须提高电源的工作频率。但当频率提高以后，对整个电路中元件又有了新的要求，此外，在开关稳压电源中的开关管工作在开关状态，其交变电压和电流会通过电路中的元器件产生较强的尖峰干扰和谐振干扰。这些干扰会污染市电电网，影响邻近的电子仪器及设备的正常工作。随着开关稳压电源电路和抑制干扰措施的不断改进，开关电源的这一缺点得到了进一步的克服，可以达到不防碍一般的电子仪器、设备和家用电器正常工作的程度。但是，在一些精密的电子仪器中，由于开关电源的这一缺点，却使它不能得到使用。克服这些缺点，是当今从事开关稳压电源科研人员必须解决的问题，不过，随着电力和电子技术的飞跃发展，已经有了很大的突破，相信这些问题以后都会一一得到解决的。 1.2开关电源的分类

人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、簿、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/AC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。

A) DC/DC变换

DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式（PWM）Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式（PFM），ton不变，改变Ts(易产生干扰)。其具体的电路由以下几类：

a) Buck 电路——降压斩波器，其输出平均电压Uo小于输入电压Ui，极性相同。

b) Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压Uo大于输入电压Ui，极性相同。

c) Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输 入电压Ui，极性相反，电感传输。

d) Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。

当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为（6、2、10、17）W/cm3,效率为（80-90）%。NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为（200~300）khz，功率密度已达到27W/cm3,采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二极管），是整个电路效率提高到90%。

B) AC/DC变换

2

高稳定度直流电源设计（2011）

AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的（如IEC、FCC、CSA），交流输入则必须加EMC滤波及使用符合安全标准的无件，这样就AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密码安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波、全波电路。 1.3开关电源的发展动向及其意义

开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于

开关电源轻、小、簿的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器作的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Ba）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、簿。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS（零电压型）、ZCS（零电流型）的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。

模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得用实用化。

电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景，要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。

3

高稳定度直流电源设计（2011）

2 总体设计方案

高稳定度直流电源设计一文就是要设计一个在工频电网电压变化较大时，仍能保证有较稳定的输出电压的开关电源。其系统要求为：输入电压为220±20%，即85V（Vmin）～265V（Vmax），输出功率为288W(24V/12A)，开关电源工作频率为100kHz，效率85%，占空比Dmax为50%。 2.1 设计方案的提出

方案一：

本功率直流电源系统由开关电源的主电路和控制电路两部分组成，主电路主要处理电能，控制电路主要处理电信号，采用负反馈构成一个自动控制系统。开关电源采用PWM控制方式，通过给定量和反馈量的比较得到偏差，并通过数字PID 调节器控制PWM输出，从而控制开关电源的输出。其中，PID调节和PWM 输出都由单片机系统采用软件控制。

系统硬件部分由输入输出整流滤波电路、功率变换部分、驱动电路、单片机系统和辅助电路等几部分组成。图2-1为单片机控制功率直流电源结构框图。

电网滤波50Hz~220V辅助电源驱动整流滤波功率转换整流滤波Vo/保护单片机图2-1单片机控制功率电源结构框图

传感器从图2-1中可以看到，50Hz、220V的交流电经电网滤波器消除来自电网的干扰，然后进入到输入整流滤波器进行整流滤波，变换成直流电压信号。该直流信号通过功率变换电路转化成高频交流信号，高频交流信号再经输出整流滤波电路转化成直流电压输出。控制电路采用PWM脉宽调制方式，由单片机产生的脉宽可调的PWM控制信号经驱动电路处理后，驱动功率变换电路工作。利用单片机高速ADC转换通道定时采集输出电压，并与期望值比较，根据其误差进行PID调节。电压采集电路实现了直流电压Vo的采集，并使其与A/D转换器的模拟输入电压范围匹配，在开关电源发生过压、过流和短路故障时，保护电路对电源和负载起保护作用。辅助电源为控制电路、驱动电路等提供直流电源。 方案二：

基本的隔离式开关电源的原理框图如图2-2所示。

a) 交流输入，是经EMI滤波器后由一次整流平滑部分（二极管整流桥与平滑

4

高稳定度直流电源设计（2011）

电容器）转换为直流电力后供应至DC/DC变换器部分。

b) DC/DC变换器电路，是经由可使直流转换为高频交流的逆变器与再使高频交流二次整流为直流用的快速二极管和扼流圈、电解电容器所构成的二次整流平滑电路，即向负载中供应直流电。控制电路部分，是执行由“误差比较放大器”、“电压电路取样电路”等部分所构成，这里主要是由控制集成器完成逆变器部分的控制，外加保护电路和辅助电源设备。

ACEMI滤波器1次整流平滑电路功率转换2次整流平滑电路DCVo辅助电源控制电路电压电流取样电路保护电路图2-2开关电源基本原理图

交流输入到电路滤波器，后用二极管和电容器对输入进行整流平滑，并把这种直流电用开关元件变换成脉冲状交流电。这种电源方式先将部分直流输出电压通过比较电路和基准电压进行比较，其误差电压经占空比控制电路反馈，然后再通过控制开关元件的占空比调整输出电压。另外，作为电源电路结构的一部分，还须有防止外加输入电压时的冲击电流和过流保护等各种功能，这些功能都要跟主电路变换方式协调。 2.2 方案的论证

本设计要求开关频率为100kHz，如果要采用方案一的话，这就要求单片机的工作频率要很高，要求运算速度很快而且能够输出足够高频率的PWM波，这样的单片机显然价格也高；会使整个开关电源的成本提高，单片机的缺点在于动态响应不够好，会使系统的稳定度不够高；而且除了硬件电路的设计还有软件部分的设计，使整个设计工作变得有点复杂。

方案二中只涉及到硬件部分，设计内容稍微简单些，而且采用高频开关元件，可以满足本设计的工作频率要求，并且通过反馈电路来控制开关元件的占空比，使开关电源的动态响应要好，稳定度高。

经过以上论证比较，方案二相对要好。所以本设计采用方案二。

5

高稳定度直流电源设计（2011）

3 开关电源输入回路的设计

开关电源输入回路包括低通滤波和桥式整流滤波两大部分，虽然都是“滤波”，但它们的作用、功能不同，采用的方法也不一样。 3.1 低通滤波电路的设计

低通滤波回路是开关电源输入的“大门”，电源电力就是经低通滤波进入的。它有两个作用：第一，防止输入电源窜入噪声干扰，同时还要抑制浪涌电压、尖峰电压的进入；第二，阻止、开关电源所产生的噪声，高频电磁干扰信号通过输入电线馈进入电网。低通滤波电路一般分单级低通滤波电路和双级串联式低通滤波电路。本设计采用单级型低通滤波电路，如图3-1所示。

LL1 输出C3C2C4接大地输出C1N 图3-1单级低通滤波电路

该电路有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路包括共模扼流圈L1、滤波电容器C1～C4。从理论上说，电路的电抗是阻抗、感抗、容抗的矢量和，要想使电磁干扰不大于8dB/uV，必须选用合适的电感、电容，以最大限度地提高电路抗干扰能力。L1对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。这里L1取8mH。C1、C2采用薄膜电容器型号为CL21取值为0.01uF，它们主要用来滤除串模干扰。C3、C4跨接在输出端，经过电容分压后接地，能有效地抑制共模干扰。C3、C4宜选用型号为CC型陶瓷电容器，容量范围是2200～4700pF。为了减小漏电流，电容量不要超过4700pF，这里取2200pF。C1～C4的耐压值均为630V。 3.2 整流滤波电路的设计

整流滤波电路的功能是将交变电能变换为脉动直流，并对其平滑以满足负载要求。

A) 单相半波可控整流电路

单相半波整流[4]电路如下图3-2所示，图中Tr为电源变压器，用来将市电220V交流电压变换为整流电路所要求的交流低电压，同时保证直流电源与市电电源有良好的隔离。设V为整流二极管，令它为理想二极管，RL为要求直流供电的负载等效电阻。

6

高稳定度直流电源设计（2011）

Tru1+u2+uD-ViDRLio+uo-(a)-变压器二次变压u22U2sin(t)输出电压的平均值1UO202U2sin(t)d(t)0.45U2U2RL(b)流过二极管的平均电流IDIO0.45二极管承受的反向峰值电压URM2U2图3-2（a）半波整流电路 （b）输出波形

B) 单相桥式整流电路

为了克服半波整流的缺点，常采用桥式整流电路，如下图所示，图3-3中V1、V2、V3、V4四只整流二极管接成电桥形式，故称为桥式整流。

C) 工作原理和输出波形

设变压器二次电压u2=2U2sinωt，波形如电压、电流波形图(a)所示。在u2的正半周，即a点为正，b点为负时，V1、V3承受正向电压而导通，此时有电流流过RL，电流路径为a→V1→RL→V3→b，此时V2、V4因反偏而截止，负载RL上得到一个半波电压，如电压、电流波形图(b)中的0～π段所示。若略去二极管的正向压降，则u0≈u2。

电压、电流波形在u2的负半周，即a点为负，b点为正时，V1、V3因反偏而截止，V2、V4正偏而导通，此时有电流流过RL，电流路径为b→V2→RL→V4→a。这时RL上得到一个与0～π段相同的半波电压如电压、电流波形图(b)中的π～2π段所示，若略去二极管的正向压降，uＯ≈－u2。

由此可见，在交流电压u2的整个周期始终有同向电流流过负载电阻RL，故RL上得到单向全波脉动的直流电压。可见，桥式整流电路输出电压为半波整流电路输出电压的两倍，所以桥式整流电路输出电压平均值为UＯ=2×0.45U2=0.9U2。桥式整流电路中，由于每两只二极管只导通半个周期，故流过每只二极管的平均电流仅为负载电流的一半，在u2的正半周，V1、V3导通时，可将它们看成短路，这样V2、V4就并联在u2上，其承受的反向峰值电压为URM=2U2。同理，V2、V4导通时，V1、

7

高稳定度直流电源设计（2011）

V3截止，其承受的反向峰值电压也为URM=2U2。二极管承受电压的波形如电压、电流波形图(d)所示。

ioTru1aiD1V1+V4u2diD3cRL-V3bV2uo~桥式整流电路图ioTru1+u2dacRLbuo~-桥式整流电路简化电路图桥式整流电路电压、电流波形图3-3 桥式整流电路及波形

由上图可见，在交流电压U2的整个周期始终有同方向的电流流过负载电阻RL，故RL上得到单方向全波脉动的直流电压。可见，桥式整流电路输出电压为半波整流电路输出电压的两倍。桥式整流电路与半波整流电路相比较，其输出电压UO提高，脉动成分减小了。 3.3 其他形式滤波电路

A) 电感滤波电路

电路如下图所示，电感L起着阻止负载电流变化使之趋于平直的作用。直流分量被电感L短路，交流分量主要降在L上 ，电感越大，滤波效果越好。一般电感滤波电路只使用于低电压、大电流的场合。

B) 型滤波

为了进一步减小负载电压中的纹波可采用型LC滤波电路。由于C1、C2 对交流容抗小，而电感对交流阻抗很大，因此，负载RL上的纹波电压很小。

8

高稳定度直流电源设计（2011）

~+u2LRL~-(a)+u2L+C1C2+RL-(b) 图3-4（a）电感滤波电路 （b） 型LC滤波电路

3.4 稳压电路

晶体管稳压电路根据晶体管与负载的连接方式分为串联型和并联型，本节主要介绍串联型稳压电路[1,20,21]。

简单的串联型稳压电路如图3-5（a）所示，电路中,R和VDZ构成稳压管稳压电路，为晶体管VT1的基极提供基准电压。电路的稳压过程如下：当负载不变，输入电源Ui增加时，输出电压UO有增大的趋势，由于VT1基极电位被稳压管的Uz固定，故UO的增加将使VT1发射极上正向偏压降低，基极电流减小，从而使VT1的集射极间的等效电阻增大，UCE增加，于是抵消了Ui的增加，使UO基本保持不变。当输入电压Ui不变，而负载电流变化时，其稳压过程可类似分析。

该电路存在两个问题：其一，该电路是用输出电压的变化部分直接去晶体管的基极，故控制作用小，稳压性能较差；其二，输出电压固定不变。

图3-5(b)是具有放大电路的串联型稳压电路。电路中，R1、RP1、R2组成取样电路。当输出电压变化时，取样电路将其变化量的一部分送到比较放大管VT2的基极。基极电压能反映输出电压的变化，成为取样电压。取样电阻不宜过大，也不宜过小；若太大，控制灵敏度下降；若太小，带负载能力减弱。

R和VDZ为基准稳压电路，给VT2发射极提供基准电压，确保VDZ的合适的工作电流。

VT2为比较放大管，Rc既是VT2的集电极负载电阻，又是VT1的基极偏置电阻，比较放大管VT2的作用是将输出电压的变化量先放大，然后加到调整管VT1的基极，控制VT1工作，提高了控制的灵敏度和输出电压的稳定性。

VT1为调整管，它与负载串联，故称此电路为串联型稳压电路，晶体管VT1受比较放大管VT2的控制，集射极间相当于一个可变电阻，用来抵消输出电压的波动。

工作原理简介如下：当负载电阻RL不变，输入电压Ui减小时，输出电压UO有下降趋势，通过取样电阻的分压比使比较放大管VT2的基极电位UB2下降，而VT2的发射极电压不变（UE2=UZ），因此，UBE2也下降，于是比较放大管VT2导通能力减弱，UC2升高，晶体管VT1导通能力增强，晶体管VT1集射极间等效电阻RCE1减小，管压降UCE1下降，是输出电压UO上升，保证了UO基本不变。当输入电压Ui不变，负载电阻RL增大时，其稳压过程可类似分析。由此看出，稳压过程实质上是通过负反馈使输出电压维持稳定的过程。

9

高稳定度直流电源设计（2011）

++IiVT1IoRCIC1IRCVT1IE1IB1UBE1IC2RIB2RP1''I0I1R1RP1UORLR2UiIZ(a)VDZRLUZUOUiVT2UBE2RP2VDZI2--(b)UZ(a)简单的串联型稳压电路 （b）具有放大电路的串联型稳压电路

图3-5 晶体管稳压电路

3.5 参数计算以及元器件的选择

RSVD1~VD4RT1EIRLCC5VI

图3-6整流电路等效电路图

如图3-6所示，是整流电路的等效电路，其中RS为输入低通滤波等效电阻，RLC为输出电容的负载阻抗。

开关电源的输入电压为220±20%，即85V（Vmin）～265V（Vmax），输出功率为288W(24V/12A)，设开关电源工作频率为100kHz，效率为85%，占空比Dmax=50%

输入最低直流电压

VImin851.18100(V) (3-1)

（由根据EI和VI关系曲线查得VI/EI=1.18） 输入电功率

PiPo/288/85%338.8（W） (3-2)

输入有效电流

IdsPo/VImin288/1002.88（A） (3-3)

输入回路平均电流

IdcIdsDmax2.880.51.44（A） (3-4)

电容的负载电阻RLC为：

RLCVImin/Idc100/1.4469 (3-5)

如图3-6所示RS为输入低通滤波电阻设定其值为3.0，则

10

高稳定度直流电源设计（2011）

RS/RLC3.0/690.04 (3-6) VImax2Vmax2265375（V） (3-7)

根据交流输入电流有效值与输出平均电流之间的关系曲线和交流输入电流峰值与输出平均电流之间的关系曲线分别求得交流输入电流有效值Iac和交流输入电流峰值Iacp

因为它是全波整流，故比例系数K取2，

RS/KRLC3.0/2690.02 (3-8)

由关系表查出Iac/Idc1.3，则

Iac1.3Idc1.31.431.86（A） (3-9)

由关系表查出Iacp/Idc3.5，则交流输入电流峰值：

Iacp3.5Idc3.51.445.0（A） (3-10)

A) 整流管参数计算

开关电源的整流桥是由4只二极管组成的，每两只二极管串起来完成交流电压半周整流。因此，每只二极管中流过的电流ID只有整个电流平均值的一半；每个二极管所承担电压是最大反向电压的一半，即VD(2/2)VImax。从上面计算得知：

输入回路的峰值电流Iacp=5.0A输入回路的最大输入峰值直流电压

2Vmax22VImax222653752750（V） (3-11)

选用二极管型号为IN5407，它的最高反向工作电压VRM为800V，额定整流电流IF为3.0A，完全能满足本设计的开关电源对整流二极管的要求。

B) 电容参数计算

电容C5可根据输出功率与滤波电容的比例系数（2.0）进行计算，

C5KPi2.0338.8677.6（uF） (3-12)

所以电容选680uF。

若变换器确定的最高温度为60℃，机内温升为15℃，电容器工作环境温度为75℃。环境温度为75℃时，补偿系数K为1.32，50℃允许纹波电流为2.0A，则：

Ir75Ir501.322.01.322.（A） (3-13)

电容所承受的电压是最大输入电压的2倍，即2652375（V）。所以电容C5选用容量为680uF，耐压为400V，温度为105℃的电解电容，在环境温度为75℃时，承受最高电流为2.A。

11

高稳定度直流电源设计（2011）

4 DC/DC变换器的设计

4.1 控制方式的选择

按时间比率控制原理，开关电源有三种调制方式，即脉冲宽度调制方式、脉冲频率调制方式和混合调制方式。

A) 脉冲宽度调制方式指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计容易。但受最小未通时间的，输出端需接假负载。

B) 脉冲频率调制方式是指导通脉冲宽度恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。因为ton/T可以在很宽的范围内变化，输出电压的可调范围也较PWM方式大，同时，只需极小的假负载。当然，滤波电路要能在较宽的频率范围内正常工作，因而，滤波器体积较大是其不足之处。

C) 混合调制方式是指导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变的方式，它是上两种方式的混合。ton和T相对地发生变化，在频率变化不大的情况下，可以得到非常大的可调范围的输出电压，因此，用来制作要求能宽范围调节输出电 压的实验室用电源非常合适。

在开关电源三种调制方式中，脉冲宽度调制方式应用最普遍，因此本设计选用此调制方式。

4.2 功率转换电路的选择

A) 推挽式功率转换电路

iC1VT1N11UiVT2iC2N12TN21N22VD8iD2iD1VD7LILC6RLUo图4-1推挽型DC/DC变换器主电路

推挽型DC/DC变换器主电路如图4-1所示，是由两个单端正激开关电源电路叠加而成的，所以它的输出电压是单个单端正激开关电源输出电压的两倍，即

Uo2qUi/N (4-1)

试中：Ui—输入电源电压；

n—高频变压器的匝数比；

由于变压器的原边两绕组的匝数相等，即N11N12，副边两绕组的匝数也相等，即N21N22，所以，NN11/N21N12/N22。

12

高稳定度直流电源设计（2011）

q—功率管的导通时间Ton和周期T之比，不是输出回路中方波脉冲电压的占空比。因此在此电路中，加于输出回路的方波脉冲的周期为T/2，并不是T。 优点：输出功率比较大；驱动电路简单。

缺点：会因磁芯饱和出现集电极电流尖峰而导致晶体管损坏；高频变压器的利用率差。由于高频变压器原边每一绕组只有一半时间工作，故其利用率差；对功率管的耐压要求高。

A) 半桥式功率转换电路

为了克服推挽型DC/DC变换器的缺点，可用两只容量、耐压都相同的电容器C7、C8和两只特性相同的MOSFET功率管VT1、VT2组成一电桥。输入电源电压Ui加于电桥一对角线的两端点上，而高频变压器的原边绕组则接在电桥另一对角线的两端点上。高频变压器副边的输出回路维持推挽型DC/DC变换器原来的接法不变。经这样改接后的电路称为半桥型DC/DC变换器电路，如图4-2所示。

在图中C7和C8上的电压相等，而且等于输入电源电压的一半，即Ui/2。在此电路中，当功率管VT1被驱动导通时，电容C7两端电压便通过功率管VT1加到高 频变压器原边绕组N1两端。此时，变压器原边绕组N1两端电压和电容C11两端电压相等，都等于输入电源电压Ui的一半，其极性为下正上负。当功率管VT1截止，VT2被驱动导通时，电容C8两端的电压通过功率管VT2加到变压器原边绕组N1的两端，使绕组N1两端电压极性反向，即上正下负，其值也等于输入电源电压Ui的一半。因此，功率管VT1、VT2轮流导通、截止时，在高频变压器原边绕组N1两端便产生一幅值为Ui/2的正负方波脉冲电压。此脉冲电压通过高频变压器传递到副边，再经整流二极管整流、储能电感L及电容C6滤波后向负载供电。

UiC7VD5VT1T1N1VD7N21N22VD8C8VD6VT2LC6RLUo图4-2半桥型DC/DC变换器主电路

图4-2所示的半桥型DC/DC变换器电路中，当开关管VT1 (或VT2)导通时，加于变压器原边绕组上的电压是电容器C7（或C8）两端的电压。在电路中，若由于开关管VT1和VT2特性不一致，从而引起开关管VT1的导通时间比开关管VT2的长，则电容C7两端的平均电压就会比电容C8两端的低。故VT1导通时，加于变压器原边绕组两端电压的幅值，就会比VT2导通时的要低，从而就能够使加到变压器原边绕组两端正负方波的伏秒积分始终维持相等。因此，这种电路的抗不平衡能力是

13

高稳定度直流电源设计（2011）

比较强的。

半桥型DC/DC变换器的优点： a) 高频变压器利用率高。

b) 推挽型DC/DC变换器的高频变压器原边每一绕组，在一个周期内仅工作半个周期，而在此电路中，高频变压器原边绕组在方波脉冲的正负半周都工作，故其变压器的利用率比推挽型DC/DC变换器的高。

c) 截止开关管极间承受的电压低。当开关管VT1导通、VT2截止时，若忽略不计VT1的管压降，则加于开关管VT2的极间电压就等于输入电源电压Ui。同理，当晶体管VT2导通、VT1截止时，开关管VT1极间承受的电压也是Ui。而在推挽型DC/DC变换器中，截止开关管极间承受的电压为2Ui。

缺点：由于变压器原边绕组上施加的方波电压幅值只是输入电源电压的一半，故与推挽型电路相比，在输入电流Io相同情况下，其输出功率要小一半。

因此该电路适用于输出功率小的开关电源，采用该电路作为DC/DC变换器正好符合本设计的要求。 4.3 参数的计算 4.3.1 变压器设计

输出功率为288W(24V/12A)，设开关电源工作频率为100kHz，效率为85%，占空比Dmax=50%

a) 计算输入功率

P.8W (4-2) 1Po/288/0.85338根据3C8磁性材料的磁芯特性表选定A16铁氧体材料EE55/55/21，磁芯有效截面积Ae=354mm，因使用EE55/55/21的磁芯，生产厂家推荐的磁感应强度峰值在100kHz时为60mT，则感应密度增量B120mH=0.12T。

b) 最低初级直流电压的计算

前面已经算出最低初级直流电压为：

VImin100(V) (4-3)

VPVImin21001.414141.4(V) (4-4)

当占空比D为0.5时：

tonmax0.5/1000005 (us) (4-5)

初级匝数为：

N1(Vpton)/BAe141.45/0.1235417（匝） (4-6)

c) 每伏匝数n的计算

n141.4/178.3188（伏/匝） (4-7)

设二极管管压降为0.8V，整流滤波线圈压降为1.2V，输出电压为24V则次级绕组匝数为：

NSN21N22240.81.2/8.3183.13 (4-8)

这里取4匝。

14

高稳定度直流电源设计（2011）

4.3.2 电感的参数计算

扼流圈在开关电源输出电路中的作用，不仅是扼制输出电流的纹波，而且对次级电感反激给初级促使开关翻转的速度起着重要作用。

变压器次级输出电压V2按下列计算：

V2minVoVLVFT/ton(VoVLVF)/D241.20.8/0.552（V）(4-9) 首先计算输出扼流圈的电感量：

LV2minVFVomax/Ltonmax (4-10)

式中：L为输出扼流圈的电感（uH）。这里IL为输出电流Io的10%～30%。从扼流圈的外形尺寸、成本、过渡响应等方面考虑，以IL为Io的25%进行计算。

ILIo0.25120.253（A） (4-11)

LV2minVFVomaxIL520.8249.07（uH） (4-12)

3所以，采用10uH、12A的扼流圈。 4.3.3 二极管和电容器的选择

a) 换向二极管

在图4-2中和开关管VT1、VT2并接的两只二极管VD5、VD6称做换向二极管，它有两个作用：

半桥型DC/DC变换器在运行过程中，如负载突然开路，变压器的漏感和分布参数形成的自激振荡，有可能在开关管的两端产生瞬间过压，使其反向击穿损坏。加入换向二极管后，两电极之间的电位最多只能高出0.7V左右，这样就防止了开关管因反向导通而损坏。

当开关管截止时，换向二极管VD能将开关管导通时变压器漏感储存的能量回送到输入电源，同时还能消除漏感形成的尖峰电压。

换向二极管应选快恢复型的二极管，其反向耐压应高于开关管所承受的最高电压。当电网电压为220V时，无工频变压器半桥型DC/DC变换器中的换向二极管反向耐压一般应等于或高于450V。因此换向二极管VD5、VD6选择型号为BUR160，VRM=600V。

b) 整流二极管

流过整流二极管VD7、VD8最大电流

TONDTD/f0.5/(100103)5us (4-13)

Uimax/2TON2651.18/25IDPU247（A） (4-14) oN17/49.07Lmin整流二极管最高反向电压

UDPUimax/N312.7/17/474（V） (4-15)

所以整流二极管VD7、VD8选用型号为MUR3020PT的整流二极管。

15

高稳定度直流电源设计（2011）

c) 电容C7、C8

电容C7、C8所承受的最高电压为输入电压的一半，即

Uimax/2=2651.18/2156（V） (4-16)

因此可选择耐压为400V。这里选用两数值相等的钽电解电容器470uF/400V。

d) 输出滤波电容的计算

在输出的直流电压中包含有高频纹波和很小的二次文波成分。由于高频成分较多，必须选用低阻抗，高频电解电容，选取主要依据是输出纹波满足下式要求：

/4RlCfs (4-17)

式中取1，10%，从而可以确定滤波电容C5uf。因一般的铝电解电容的交流频率特性差，输出功率变化范围大时会造成输出电压波动大，因此，实际选取1只1000uF电解电容。 4.3.4 开关管的选择

开关电源中的功率开关晶体管是影响电源可靠性的关键器件。开关电源所出现的故障中约60%是功率开关晶体管损坏引起的。主电路中用作开关的功率管主要有双极性晶体管和MOSFET两种。

本开关电源中使用的功率开关是MOSFET。MOSFET是一种依靠多数载流子工作的单击型器件，不存在二次击穿和少数载流子的储存时间问题，所以具有较大的安全工作区、良好的散热稳定性和非常快的开关速度。MOSFET在大功率开关电源中用作开关，比双击型功率晶体管具有明显的优势。

MOSFET是一种依靠多数载流子工作的典型场控制器件。由于它没有少数载流子的存储效应，所以它适用于100～200MHZ的高频场合，从而可以采用小型化和超小型化的磁性元件和电容器。

MOSFET具有负的电流温度系数，可以避免热不稳定性和二次击穿， MOSFET从驱动模式上来分，属于电压控制器件，驱动电路设计比较简单，驱动功率甚微，在启动活稳定工作条件下的峰值电流要比采用双极型功率晶体管小得多。

MOSFET的主要缺点是导通电阻（RDS(on)）较大，而且具有正温度系数，用在大电流开关状态时，导通损耗较大，开启门限电压VGS(th)较高（一般为2～4V），要求驱动变压器绕组的匝数比采用双极型晶体管多1倍以上。 功率开关管最大集电极电流：

Ids3.1Po/Uimin3.12881008.9(A) (4-18)

功率开关管所承受的峰值电压：

UdspUimax=312.7（V） (4-19)

所以这里选用型号为IRFP340的功率管MOSFET。

MOSFET的加速TR关断驱动电路如右图4-3所示。

16

高稳定度直流电源设计（2011）

DVTTNSRGDW1DW2S图4-3 MOSFET的加速TR关断驱动电路

在图中，Ns为脉冲变压器次级驱动绕组，R是MOSFET的栅极限流电阻。齐纳二极管DW1、DW2反向串联在一起，用于对VT的栅-漏极进行钳位，防止驱动电压Vgs过高而使VT击穿。这里选用齐纳二极管的型号为2CW51 稳压值为2.5-3.5V。R的阻值一般为60～200Ω,这里取100Ω，尽管MOSFET的输入阻抗很高，但仍会产生充电电流。R值小，则开关速度高，只要栅极的驱动电压一撤消，就会立刻截止。

17

高稳定度直流电源设计（2011）

5 控制电路的设计

5.1 控制模式的选择

A) 电压模式控制

电压型PWM控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采用放大的慢变化的直流信号Ue与恒定频率的三角波电压Us上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度ton，该信号经过驱动电路功率放大得到开关管控制信号Ug，如图5-1（a）所示中的波形。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后。输出电压变小的信息还经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。

电压型 PWM控制的优点：单一反馈电压闭环设计、调试比较容易；对输出负载的变化有较好的响应调节；PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；对于多路输出电源，它们之间的交互调节效用较好。

缺点：对输入电压变化动态响应较慢；补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压变化而变化，使其更为复杂；输出LC滤波器给控制环增加了。

Ug驱动ton或非门触发器RS非门

tdead振荡电路U与门UsUeUstdeadUetonUg图5-1（a）降压斩波器的电压模式控制

Ug驱动ton或非门触发器RS非门Ue时钟信号振荡电路U与门UsReVT1UiC1C2CFTRFT

18

高稳定度直流电源设计（2011）

tdeadtonUgUsUe图5-1（b）电压前馈模式控制

采用电压前馈模式控制PWM技术，原理图如图5-1（b）所示。用输入电压Ui对电阻电容（RFT、CFT）充电产生的具有可变化的三角波取代传统电压型PWM控制中振荡器产生的固定三角波。此时，输入电压变化能立刻在脉冲宽度的变化上反应出来。因此，该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是开环控制，而对输出电压的控制是闭环构成的双环控制系统。

B) 峰值电流模式控制

峰值电流型PWM控制简称电流型控制，其控制原理如图5-2所示。

Ug驱动斜波补偿电路UCT触发器SR振荡电路UocompUUe图5-2峰值电流型PWM控制原理图

误差电压信号Ue送至PWM比较器后，与合成波形信号U比较，而合成波形信号U要有斜波补偿信号与实际电感电流信号两部分合成才能构成，所以电流型控制并不是像电压型那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的，其峰值代表输出电感电流峰值的三角波形或梯形尖角状合成波形信号U相比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此，电流型控制是一种固定时钟开启，峰值电流关断的控制方法，先直接控制输出侧电感电流峰值的大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。峰值电流型PWM控制是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。峰值电流型PWM控制具有电压型控制大得多的带宽。

由于本设计要求设计一个高稳定度的开关电源，则要求对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应要较快，电压型PWM控制通过采用电压前馈模式控制使

19

高稳定度直流电源设计（2011）

原来对输入电压的变化动态响应较慢的缺点，有了很大的改善；而峰值电流型PWM控制虽然暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应也较快，但其抗噪声性差，容易发生次谐波振荡。所以综上考虑电压型PWM控制较为合理。

5.2 开关电源集成控制器

本开关电源选用美国通用公司的SG3525A集成控制器，以用于驱动N沟道功率MOSFET。 5.2.1 SG3525A的特点

SG3525A是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能最大占空比。其性能特点如下：

a) 工作电压范围宽：8～35V。 b) 内置5.1V±1.0%的基准电压源。

c) 芯片内振荡器工作频率宽100Hz～400kHz。 d) 具有振荡器外部同步功能。

e) 死区时间可调。为了适应驱动快速场效应管的需要，末级采用推拉式工作电路，使开关速度更陕，末级输出或吸入电流最大值可达400mA。

f) 内设欠压锁定电路。当输入电压小于8V时芯片内部锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)，使消耗电流降至小于2mA。

g) 有软启动电路。比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8，可外接软启动电容。该电容器内部的基准电压Uref由恒流源供电，达到2.5V的时间为t=(2.5V/50uA)C，占空比由小到大(50%)变化。

h) 内置PWM(脉宽调制)。锁存器将比较器送来的所有的跳动和振荡信号消除。只有在下一个时钟周期才能重新置位，系统的可靠性高。 5.2.2 SG3525A的引脚介绍

SG3525A的外部引脚如图5-3所示。

a) Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。

b) Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。

c) Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。

d) OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。 e) CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。

20

高稳定度直流电源设计（2011）

f) RT(引脚6)：振荡器定时电阻接入端。

g) Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。

h) Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只软启动电容。 i) Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

j) Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

k) Output A(引脚11)：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 l) Ground(引脚12)：信号地。

m) Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。

n) Output B(引脚14)：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 o) Vcc(引脚15)：偏置电源接入端。

p) Vref (引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。

反相输入1 16Vref

同相输入同步端振荡器输出CTRT放电端软启动端2345678

图5-3 SG3525A的外部引脚

1514SG2525131211109VccB管EA、B管E接地A管E闭锁控制补偿5.2.3 SG3525A芯片的工作原理

作为开关电源控制级的核心部件是PWM脉宽调制电路SG3525其振荡器产生的锯齿波信号由Rf、Cf所组成的震荡电路产生，锯齿波振荡频率为

1 f （5-1）

CT(0.7RT3RD) 在用集成控制芯片SG3525A组成直流驱动器中，如果输出电压变高，加到SG3525A误差放大器反相端的采样反馈信号也要升高，而误差放大器的同相端加的基准电压不变，所以误差放大器输出的电压降低，PWM锁存器输出的脉冲宽度将增加。

外接的功率MOS管的开通时间Ton将减少，从而使输出电压回升到原稳定值；反之既然，即输出电压变压时，通过反馈闭环作用，功率MOS管的开通时间Ton

21

高稳定度直流电源设计（2011）

将增大，从而使输出电压回升到原稳定值。

它采用16脚双列直插塑料封装形式，其内部电路图（如图5-4所示）其中，脚16为SG3525A的基准电压源输出，精度可以达到（5.1士1%）V，采用了温度补偿，而且没有过流保护电路。脚5、脚6、脚7，内由一个双门限比较器，内电容冲放电电路加上外接的电阻、电容共同构成SG3525A的振荡器。振荡器还没有外同步输入端（脚3），脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。

当15脚是建立正常工作电压后，其内部即建立恒压源和恒流源，为其内部电路正常工作提供能源，通过5、6脚外接定时元件以及7脚放电端，使5脚产生锯齿波信号，加于内部比较器的输入端。当误差放大等输出端9脚电压上升时，比较器输出的脉冲宽度变窄，11或14脚输出的脉冲宽度变窄，当误差放大器输出端9脚电压下降时，情况与上述相反。

作为载波信号Ut,调制信号由9脚输入，此调制信号由可调电位器RP上的电压信号Ur和外加的给定信号Ug叠加而成，RP上的电压信号用于确定脉宽调制波的初始占空比，Ug可正可负，用于控制逆变器输出电压的大小和极性，要改变输出脉冲PWM的占空比，只要改变调制信号Ur的电压大小即可实现。

2脚接基准电压，1脚为输出电压取样端。当1脚电压升高时，经误差放大9脚电压下降；反之，9脚电压上升。脚上电压的上升和下降，最终都表现在11、14脚输出脉冲的宽窄变化上，以实现电路的自动稳压调节。

10脚为检测输入端，即可用作过流检测也可用作过压检测，当10脚输入高电位时，将关闭11、14脚输出的脉冲输出，以保护开关管不受损坏。

由于SG3525A能输出两路占空比相等，且相位相差180度的驱动信号，所以适合于来实现对非隔离型三电平变换器的占空比<50%的工作情况。至于要实现变换器的占空比>50%的工作要求，则不能将SG3525的输出直接驱动开关管，而必须附加一些环节。

5.2.4 SG3525A的基本功能

SG3525A的内部结构如图5-4所示，其基本功能有： a) 基准电压源：基准电压源是一个三端稳压电路，其输入电压VS可在（8～35）V 内变化，通常采用+15V，其输出电压Vref＝5.1V，精度±1%，采用温度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，向外输出电流可达400mA，没有过流保护电路。

b) 振荡电路：由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压VH=3.9 V，低门限电压VL=0.9V，内部横流源向CT充电，其端压VC线性上升，构成锯齿波的上升沿，当VC=VH时比较器动作，充电过程结束，上升时间t1 为：t1= 0.67RTCT 比较器动作时使放电电路接通，CT放电，VC下降并形成锯齿波的下降沿，当VC=VL时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降时间t2 为：t2=1.3RDCT

22

高稳定度直流电源设计（2011）

注意：此时间即为死区时间，锯齿波的基本周期T 为：

T= t1+ t2=(0.67RT+1.3RD) CT=1/f (5-2)

由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。

a) 误差放大器：由两级差分放大器构成，其直流开环放大倍数为80dB 左右，电压反馈信号Uf 从端子1接至放大器反相输入端，放大器同相输入端接基准电压。该误差放大器共模输入电压范围是1.5V-5.2V。

d) PWM 信号产生及分相电路： 比较器的反相端接误差放大器的输出信号Ue，而振荡器的输出信号Uc则加到比较器的同相输入端，比较器的输出信号为PWM信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器和两个或非门构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发，输出为频率减半的互补方波，这些方波和PWM 信号输入到或非门逻辑电路。其结果是，所有的输入为负时，输出为正。这样P1、P2的输出每半周期交替为正，其宽度和PWM 信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使两个门的输出同时有一段低电平，以产生死区时间。

1513567CTRT振荡器VsVref5.1V基准欠压锁定振荡器输出同步P1Q1311CPTQ912810补偿反相输入同相输入软启动RS QP214地125.1V50uA关闭图5-4 SG3525A内部的结构

e) 脉冲输出级电路：输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快11脚和14脚相位相差180°，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为100ns。可以在13脚处接一个约0.1uf的电容滤去电压尖峰。

23

高稳定度直流电源设计（2011）

5.3 保护电路的设计 5.3.1过流保护

当出现负载短路、过载或者控制电路失效等意外情况时,会引起流过稳压器中开关三极管的电流过大，使管子功耗增大,发热,若没有过流保护装置,大功率开关三极管就有可能损坏。故而在开关稳压器中过电流保护是常用的。最经济简便的方法是用保险丝。由于晶体管的热容量小,普通保险丝一般不能起到保护作用,常用的是快速熔断保险丝。这种方法具有保护容易的优点，但是,需要根据具体开关三极管的安全工作区要求来选择保险丝的规格。这种过流保护措施的缺点是带来经常更换保险丝的不便。

在线性稳压器中常用限流保护和电流截止保护在开关稳压器中均能应用。但是,根据开关稳压器的特点,这种保护电路的输出不能直接控制开关三极管,而必须使过电流保护的输出转换为脉冲指令,去控制调制器以保护开关三极管。为了实现过电流保护一般均需要用取样电阻串联在电路中,这会影响电源的效率,因此多用于小功率开关稳压器的场合。而在大功率的开关稳压电源中,考虑到功耗，应尽量避免取样电阻的接入。因此,通常将过电流保护转换为过、欠电压保护。

5.3.2过电压保护

开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。开关稳压器

所使用的未稳压直流电源诸如蓄电池和整流器的电压如果过高,使开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此,有必要使用输入过电压保护电路。用晶体管和继电器所组成的保护电路如图5-5所示。

直流电源ErDVR开关稳压器负载图5-5输入过电压保护电路

在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管

击穿，有电流流过电阻R，使晶体管V导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。其中稳压管的稳压值Vz=ESrmax－UBE。输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性保护鉴别与过电压保护电路。

输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。特别对输出为5V的开关稳压器来说,它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。如果在工作时，开关稳压器的

24

高稳定度直流电源设计（2011）

开关三极管突然损坏,输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值,瞬时造成很大的损失。常用的方法是晶闸管短路保护。最简单的过电压保护电路如图5-6所示。

当输出电压过高时,稳压管被击穿,触发晶闸管导通,把输出端短路,造成过电流,通过保险丝或电路保护器将输入切断,保护了负载。这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，约为5～10μs。它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。图5-7是改进后的电路。其中R1、R2是取样电路，Vz是基准电压。

开关稳压输出Er图5-6简单的输出过压保护电路

过压保护电路是一种当电源的输出电压超过所要求的额定电压值时，就能输出一个控制信号使电源中的开关管立即停止工作的电路。实现过压保护的电路多种多样，最常用的一种电路是采用稳压值与电源额定输出电压值相符的稳压二极管直接并接于电源的输出端。这种形式的过压保护电路结构简单，安全可靠，成本较低，但不适于在输出电压较高和功率较大的电源电路中使用。过压保护电路的特点是可以使负载系统不致因过压而受到破坏从而得到保护，但不能保护其自身[7]。这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，约为5～10μs。它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。图 5-7 所示。其中R1、R2是取样电路，Vz是基准电压。

开关稳压器输出R1 V2R2V1 图5-7 输出过压保护电路

25

高稳定度直流电源设计（2011）

5.3.3欠电压保护

输出电压低于规定值时，反映了输入直流电源、开关稳压器内部或者输出负载发生了异常。输入直流电源电压下降到规定值之下时，会导致开关稳压器的输出电压跌落，输入电流增大，既危及开关三极管，也危及输入电源。因此，要设欠电压保护,如图5-8所示

+12VZDV未稳压输入开关稳压输入图5-8欠电压保护

当未稳压输入的电压值正常时，稳压管ZD击穿，晶体管V导通，继电器动作，触点吸合，开关稳压器加电。当输入低于所允许的最低电压值时，稳压管ZD不通，V截止，触点跳开，开关稳压器不能工作。

开关稳压器内部，由于控制电路失常或者开关三极管失效会使输出电压下降；负载发生短路也会使输出电压下降。特别在升压型或反相升压型的直流开关稳压器中欠电压的保护是跟过电流保护紧密相关的，因而更加重要。实现方法是在开关稳压器的输出端接电压比较器，如图5-9所示。

取样开关稳压器基准比较告警 图5-9欠电压保护方框图

正常时，比较器没有输出，一旦电压跌落在允许值之下比较器就翻转，驱动告警电路；同时反馈到开关稳压器的控制电路，使开关三极管截止或切断输入电源。 5.3.4过热保护电路

26

高稳定度直流电源设计（2011）

开关稳压器的高集成化和轻量小体积，使其单位体积内的功率密度大大提高，电源装置内部的元器件对其工作环境温度的要求也相应提高。否则，会使电路性能变坏，元器件过早失效。因此在大功率开关稳压器中应该设过热保护。

采用温度继电器来检测电源装置内部的温度，当电源装置内部产生过热时，温度继电器就动作，使整机告警电路处于告警状态，实现对电源的过热保护。亦可将温度继电器置于开关三极管的附近，一般大功率管允许的最高管壳温度是75℃，调节温度整定值为60℃。当管壳温度超过允许值后继电器就切断电器，对开关管进行保护。

半导体热敏开关器件“热晶闸管”在超温保护方面有重要作用。它可以用作温度指示电路。根据p型控制栅热晶闸管(TT102)的特性，RT越大，导通温度越低。当将其放置功率开关三极管附近，或在电源装置内时，它就能起到温度指示作用。当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时，热晶闸管就导通，使发光二极管发亮告警

TT201R1图5-10过热保护

倘若配合光电耦合器，就可使整机告警电路动作，保护开关稳压器。它亦可以用作功率晶体管的过热保护，晶体开关管的基极电流被n控制栅型热晶闸管TT201旁路，开关管截止，切断集电极电流,防止过热。 5.4 辅助电源电路

辅助电源负责对集成控制器SG3525A和比较器LM339N提供工作电压，电路如图5-11所示。

VD19~VD22VD24LM317VD25C25RW3图5-11 辅助电源

T2R25输出C26VD23C24220V交流电压经工频变压器降至15V，又经全波整流得到20V左右的脉动直

27

高稳定度直流电源设计（2011）

流电压加至三端可调集成稳压器LM317的输入端。调节RW3，使LM317输出14.5V较稳定的直流电压供SG3525A等使用。

图5-11中，VD23为稳压二极管，用于防止浪涌电压损坏LM317，C24、C25、C26为平滑滤波电容，VD24、VD25为保护二极管，用于防止输入及输出端对地短路时烧坏稳压器，R25为取样电阻，RW3为输出调节电位器。

28

高稳定度直流电源设计（2011）

6 MATLAB仿真测试

进入SIMULINK后，绘制半桥型开关稳压电源系统模型，如图6-1所示。并设置相应的参数。

图6-1 半桥型开关稳压电源系统模型

a) 交流电压源参数设置：交流峰值电压220V、频率50Hz。 b) 电阻、电容参数设置：C1=470uF，C2=470uF，C3=680uF，C4=1000uF，L=10uH，R=100Ω。

c) 脉冲发生器模块（Pulse）的参数设置：Pulse的振幅设置为1V，周期为0.02s（即频率为50Hz），脉冲宽度为50%，Pulse1的初相位（控制角）为0.0（0º），Pulse2的初相位（控制角）应设置为0.01（180 º）。

d) 变压器电压初级UN1电压设置为220V，次级电压UN21设置为52V，次级电压UN22设置为52V。

29

高稳定度直流电源设计（2011）

e)输出负载电压波形如图6-2所示。

图6-2 输出负载电压波形

f)流过MOSFET的电流波形如图6-3所示。

图6-3 流过MOSFET的电流波形

g)流过MOSFET的电压波形如图6-4所示。

图6-4 流过MOSFET的电压波形

经过测试，可看出该电路的输出电压范围从一开始没有稳定，其电压大约在20V到28V之间波动，过了0.58s其输出就开始接近24V直到稳定，这也就证明了电路在软启动之前输出电压是不稳定的，过后输出电压就基本稳定了。

30

高稳定度直流电源设计（2011）

7 结束语

设计详细介绍了一种简单实用、价格低廉的开关电源的设计方案，应该很符合大众的要求，并对其输出电压稳定性进行仿真测试。开关电源可分为五大部分：整流部分、DC/DC变换器、控制部分、保护电路和辅助电源电路。

低通滤波电路防止输入电源窜入噪声干扰，同时还要抑制浪涌电压、尖峰电压的进入；阻止、了开关电源所产生的噪声以及通过输入电线馈进入电网的高频电磁干扰信号。这样对整个系统的稳定性有了一定的提高。

控制电路可以采用开关电源集成器完成驱动，也可以直接用驱动电路去驱动开关元件。由于本设计采用了半桥型变换电路，所以采用了两个开关元件，如果用驱动电路直接去驱动的话电路会比较复杂，因此经上述论证比较，驱动部分用开关电源集成器SG3525A芯片完成。

当功率管关断时，MOSFET寄生的反并联二极管导通，起到了钳位的作用。保护电路设计的结构愈简单愈好，由于选择的集成器SG3525A的引脚中8脚兼有过压、过热和辅助电源欠压保护功能，9脚兼具有过流保护功能，所以外围的保护电路结构简单，本身的功耗小，就能保证提高电源的整体效率。半桥式开关电源具有开关管承受的电压低, 驱动简单等优点,无直流偏磁现象,在中功率领域获得了广泛的应用。

通过MATLAB的仿真测试输出稳定性，通过输出波形图我们可以看出其输出波形比较稳定，基本符合设计要求。

总之，设计的电路可以实现题意要求，采用了变压器隔离还保证了噪声的抑制，而且具有电路简单、工作频率高、稳定可靠等优点。

31

高稳定度直流电源设计（2011）

参考文献

[1] 阮新波、严仰光，脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[D]，北京：科学出版社，1999.3 [2] 叶慧贞、杨兴洲，开关稳压电源[M]，北京：国防工业出版社，1990.5 [3] 叶治政、叶靖国，开关稳压电源[M]，北京：高等教育出版社，19.6 [4] 蔡宣三、龚绍文，高频功率电子学[D]，北京：科学出版社，1993.5 [5] 张占松，高频开关稳压电源[M]，广州：广东科技出版社，1992.4 [6] 林渭勋，现代电力电子电路[M]，杭州：浙江大学出版社，1992.3 [7] 李爱文，.现代逆变技术及应用[M]，北京：科学出版社，2000.5 [8] 何希才，新型开关电源设计与应用[M]，北京：科学出版社，2001.3 [9] 常敏慧，开关电源应用、设计与维修[M]，北京：科学文献出版社，2001.4 [10] 曾兴雯，高频电路原理与分析[D]，西安：西安电子科技大学出版社，2002.8 [11] 高吉祥，模拟电子线路设计[M]，北京：电子工业出版社，2007.5 [12] 高吉祥，模拟电子技术[M]，北京：电子工业出版社，2007.5

[13] 刘胜利主编，现代高频开关电源实用技术[M]，北京：电子工业出版社，2001.5 [14] 王鸿钰主编，实用电源技术手册[M]，上海：上海科学技术出版社，2002.6 [15] 李峻，开关集成稳压器控制器的原理及应用[M]，北京：人民交通出版社，1997.8 [16] 王水平，开关稳压电源设计及实用电路[D]，西安：西安电子科技大学出版社，2005.9 [17] 胡江毅，反激变换器的应用研究[D]，南京航空航天大学硕士学位论文，2003. 3 [18] 陈鸣，作为锂电池充电器的开关电源的设计与研制[D]，北京：电子科技大学，2007. 5 [19] 黄勇，彩电开关电源的维修[J]，北京：电子科技大学，2008.3

[20] (美)Abraham Pressman， 开关电源设计[M]，北京：电子工业出版社，2010.7

32

高稳定度直流电源设计（2011）

致 谢

本设计是在白雪飞老师的亲切关怀和悉心指导下完成的。在白老师的指导下，我们从设计方案入手，查询收集相关资料，并形成总体思路。整理资料，撰写说明书，绘制图纸等都在白老师的严格要求下做出了修改及完善。

在这次的设计过程中，白老师的悉心指导，耐心教导和严格要求都给了我很大的帮助。在此，我向白老师表示万分的感谢。

同时也要感谢电气学院的所有老师，谢谢你们的教诲。也要感谢在我的设计中不遗余力帮我的同学们，谢谢你们！

最后我还要感谢培养我长大含辛茹苦的父母，谢谢你们!

二〇一一年六月三日

33

高稳定度直流电源设计（2011）

附 录

附录1：开关电源原理图 附录2：系统仿真图

34

高稳定度直流电源设计（2011）

35

高稳定度直流电源设计（2011）

36