带LCL输出滤波器的并网逆变器控制策略研究

34 第31卷 第12期 2011年4月25日 中 国 电 机 工 程 学 报

Proceedings of the CSEE Vol.31 No.12 Apr.25, 2011 ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng.

(2011) 12-0034-06 中图分类号：TM 85 文献标志码：A 学科分类号：470⋅40 文章编号：0258-8013

带LCL输出滤波器的并网逆变器控制策略研究

王要强，吴凤江，孙力，段建东

(哈尔滨工业大学电气工程系，黑龙江省 哈尔滨市 150001)

Control Strategy for Grid-connected Inverter With an LCL Output Filter

WANG Yaoqiang, WU Fengjiang, SUN Li, DUAN Jiandong

(Department of Electrical Engineering, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China)

ABSTRACT: The grid-connected inverter with LCL output

filter is a third-order and multi-variable system, claiming a higher demands to the control system design. Aiming at this, a grid-connected inverter control strategy based on inverter-side current closed-loop and capacitor current feed-forward was proposed, controling the grid-side current indirectly through the inverter-side current. With the proposed control strategy, system stability and unity power factor are ensured, at the same time, no additional sensors are needed, making equipment costs reduced and reliability enhanced. Effectiveness and feasibility of the proposed strategy are validated by both the simulation and experiment results.

KEY WORDS: grid-connected inverter; LCL filter; system stability; power factor; current estimation

摘要：并网逆变器用LCL输出滤波器是一个三阶多变量系统，给控制系统设计提出了更高的要求。针对该问题，提出一种基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略，通过逆变器侧电流间接控制并网电流。该控制策略能够保证系统稳定和单位功率因数运行，并且整个控制过程无需增加额外的传感器，降低了系统成本，增强了系统可靠性。仿真和实验结果验证了提出控制策略的有效性与可行性。 关键词：并网逆变器；LCL滤波器；系统稳定性；功率因数；电流估计

0 引言

随着能源和环境问题的日益严峻，风力发电、光伏发电等新能源并网发电技术越来越受到人们的重视，已经成为能源可持续发展战略的重要组成部分[1-3]。并网逆变器作为发电系统与电网连接的核心装置，直接影响到整个并网发电系统的性能，近年来逐渐成为国内外研究的热点[4-6]。

基金项目：国家自然科学基金项目(50477009)。

Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50477009).

并网逆变器传统上采用L滤波器来抑制并网电流中由功率器件通断引入的高次谐波[7-11]，然而，随着逆变器功率等级的提高，特别是在中高功率应用场合，为降低功率器件的应力和损耗，一般选取较低的开关频率，致使网侧电流中的谐波含量增加。要使并网电流满足同样的谐波标准将需要一个较大的电感值。电感值的增加不仅会使网侧电流变化率下降，系统动态性能降低，还会带来体积过大、成本过高等一系列问题。针对上述问题，用LCL滤波器代替L滤波器成为近年来相当有吸引力的解

LCL滤波器的阻抗值与流过的电流频决方案[12-16]。

率成反比，频率越高，阻抗越小，因此对电流高次谐波有更强的抑制能力。为此，在相同的谐波标准下LCL滤波器的应用可以降低总的电感取值，在大中功率应用场合，其优势尤为明显。但是，LCL滤波器是一个三阶多变量系统，给控制系统设计提出了更高的要求。如果直接采用典型的并网电流闭环的控制策略，系统是不稳定，的且不利于功率开关的保护[17]。文献[13]忽略滤波电容支路的影响，认为网侧电流和逆变器侧电流近似相等，采取逆变器侧电流闭环的控制策略，该策略易于系统稳定，且可以更为有效地保护功率开关，但电容支路的分流作用会使得系统功率因数降低。文献[16]提出采用逆变器侧电流和网侧电流加权平均值闭环的控制策略，系统稳定且在一定程度上提高了系统功率因数，然而加权平均电流和并网电流之间仍有相角差，并未彻底解决功率因数降低的问题。

本文提出一种基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略，利用逆变器侧电流间接控制并网电流。电容电流通过估算获得，减少了电流传感器的数量，节约了系统成本，增强了系统可靠性。最后，通过仿真和实验对提出的控制

第12期 王要强等：带LCL输出滤波器的并网逆变器控制策略研究 35

策略进行验证。

1 系统模型

图1为带LCL输出滤波器的三相电压型并网逆变器拓扑结构示意图，由直流回路、功率开关桥路和交流回路组成。直流回路包括等效直流电源和直流侧滤波电容Cdc；功率开关桥路由IGBT和与之反并联的二极管组成的三相半桥构成；交流回路通过LCL输出滤波器与三相电网相连，LCL滤波器由逆变器侧电感L1k、网侧电感L2k和滤波电容Ck组成，其中k=a、b、c。 i2 Dc i1idc Ta Tb Tc L1aR1a ic uc L2a R2aeaDa Db 直L1bR1b L2b R2bebo流Cdc L2c R2cL1cR1c ec源′TaD′a′Tb′TcD′bD′c当滤波电容C=0时，式(2)可以写为

i(s)1

= (3) G(s)=2

u(s)(L1+L2)s此时，LCL滤波器就变成了L滤波器，由式(2)、(3)分别绘制二者的幅频特性曲线，如所图3示。由图3可知：在低频段，LCL滤波器和L滤波器的幅频特性曲线基本一致；在高频段，LCL滤波器比L滤波器有更强的衰减能力。但与此同时，LCL滤波器与L滤波器相比也增加了变量数目，提高了系统的阶数，给系统控制提出更高的要求。为了便于下面分析，在此给出LCL滤波器参数：L1=5.2 mH、C=50 µF、L2=1.6 mH。

幅值/dB 50100−50−100100101102 103 f/(rad/s)

104 LLCLC 图1 带LCL输出滤波器的并网逆变器拓扑结构 Fig. 1 Grid-connected inverter with an LCL output filter

105假定电网为星形连接并且三相电压稳定对称，滤波电感是线性的，不考虑磁芯饱和，视主电路开关元器件为理想开关元件。忽略电路中的寄生电阻，由基尔霍夫电压、电流定律可以得到功率回路方程[17-18]为

di1⎧

u(ss)uL−=+∑kkdcc1⎪dtk=a,b,c⎪⎪di2

=+euL2⎪⎪cdt ⎨ (1)

du⎪i=Cc+i

2

⎪1dt⎪du

⎪idc=Cdcdc+∑i1sk

dtk=a,b,c⎪⎩式中udc、uc、i1、i2、idc和e分别为直流母线电压、

交流侧滤波电容电压、逆变器交流侧电流、网侧电流、直流侧电流和电网电压。

由式(1)可以得到LCL滤波器模型框图，如图2所示，其中，G1(s)=1/L1s，G2(s)=1/Cs，G3(s)=1/L2s。

图3 L/LCL滤波器的幅频特性曲线

Fig. 3 Magnitude-frequency curve of the L/LCL filter

2 控制策略

2.1 传统电流控制策略分析

LCL滤波器多了一个电容支与L滤波器相比，

路，因电压、电流传感器的安装位置可以有多种选择，增加了闭环控制的自由度。从选择电流内环控制变量的角度出发，可以将他们分为网侧电流闭 环[17,19]和逆变器侧电流闭环[20]两种方式。

如果以网侧电流i2为内环控制变量，其闭环结构框图如图4 (a)所示，对应的开环传递函数为

Go(s)=

Gi(s)G1(s)G2(s)G3(s)

1+G1(s)G2(s)+G2(s)G3(s)

(4)

uc + − u G1(s) G2(s) G3(s) + − + − i1 e i2

图2 LCL滤波器模型框图

Fig. 2 Block diagram showing LCL filter model

根据图2可以导出并网电流i2相对于逆变器交流侧电压u的信号增益，即开环传递函数为

i(s)1G(s)=2= (2)

u(s)L1L2Cs3+(L1+L2)s

根据式(4)，绘制网侧电流闭环控制策略下的系统根轨迹曲线，如图5(a)所示。由图5可以看出，无论开环增益取多么小的值，总有极点分布在复平面的右半平面，因而系统是不稳定的。

实际上，为了更为有效地对逆变器功率开关进行过流保护，通常将电流传感器放置在逆变器侧，即对逆变器侧电流i1进行闭环控制。图4(b)为采用逆变器侧电流闭环控制策略的结构框图，对应的开环传递函数为

Go(s)=

Gi(s)G1(s)[1+G2(s)G3(s)]

1+G1(s)G2(s)+G2(s)G3(s)

(5)

图5(b)为逆变器侧电流闭环控制策略下的根轨

36 中 国 电 机 工 程 学 报 第31卷

迹曲线，由图5可知，除个别极点落在虚轴上外，大部分极点分布在复平面的左半平面，选择合适的控制器参数能够保证系统稳定运行。但如果采用逆变器侧电流闭环的控制策略，LCL滤波器电容支路的存在会造成网侧电流滞后于逆变器侧电流、功率因数降低的现象，并且滤波电容越大功率因数的降低就越为明显。

i2 *− i2uc i2u + G2(s) Gi(s) + G1(s) G3(s)+ − + − i1 − e uc i2 *i1+ − i1 (a) 并网电流i2闭环

i2− uc u + G2(s) Gi(s) + G1(s) G(s)+ − 3i1 − e uc (b) 逆变器侧电流i1闭环

侧电流指令信号施以电容电流前馈后作为逆变器

侧电流的参考输入信号，通过逆变器侧电流闭环控制间接实现对网侧电流的控制。逆变器侧电流闭环可以更为有效地保护功率开关，且利用了逆变器侧电流闭环易于系统稳定的特点，同时电容电流前馈环节保证了系统可以以较高功率因数向电网输送电能。

i1i2 * i2*− i1uc i2u+ − + G2(s) Gi(s)+ G1(s) G3(s)+ − + + i1 − ic e icuc 图7 基于i1闭环和ic前馈的控制结构框图 Fig. 7 Block diagram of the i1 closed-loop with ic feed-forward based control system structure

i2 图4 闭环控制系统结构框图

Fig. 4 Block diagram of the closed-loop control structure

6 4 虚轴/104

虚轴/103 4 2 0 −2 −4 2 0 −2 −4 −6 −6 −4 −2 0 2 实轴/104

4 −5 −4 −3 −2 −1实轴/102

01

(a) 网侧电流闭环 (b) 逆变器侧电流闭环

图5 控制系统根轨迹曲线

Fig. 5 Root locus curve of the control system

图6描述了分别采用逆变器侧电流和网侧电流闭环时并网逆变器交流侧各电压、电流间的相量关系。网侧电流闭环控制能够保证系统具有较高的功率因数，但不利于系统的稳定性设计和功率开关的保护；逆变器侧电流闭环控制可以使得系统大部分闭环极点落在复平面左侧，且方便了功率开关的保护，但存在功率因数降低的问题。

图8为控制系统的原理结构图，两相同步旋转坐标系下并网电流d轴分量按电网电压矢量定向。直流电压外环的输出作为并网电流d轴分量的给定，并令并网电流q轴分量给定为零，使得系统以单位功率因数运行。并网电流指令信号dq轴分量与经过低通滤波处理的电容电流dq轴分量的和作为逆变器侧电流内环的给定信号。逆变器侧电流内环调节器的输出ud和uq经过派克反变换后得到并网逆变器输出电压在两相静止坐标系下的调制信号uα、uβ，将它们送入空间矢量脉宽调制(space

SVPWM)单元生成三vector pules width modulation，

相桥路的脉宽调制(pules width modulation，PWM)驱动信号。

L1a R1a uca L2a R2aea L1b R1b u L2b R2beb直udcCdccbo流L1c R1c u LR2c2cec源cc*udcS1~S6− Ca, Cb, CcSVMuβabcdq + uααβ dqθ PLLabc dq u e uL1 uL2 i1 u e uL1 uL2 i1i2 PIϕ ic i2 ϕ uqPIPIi1d− + − i1q*i1d+ *ea, eb, ec i + i1qcd*i2dudLPic (a) 网侧电流闭环 (b) 逆变器侧电流闭环

+ 图6 并网逆变器交流侧各电压和电流间的相量关系

Fig. 6 Relationship of phasors among grid-connected

inverter AC-side voltage and current

+ *i2q=0+ icq 图8 控制系统的原理结构图

Fig. 8 Principle structure chart of the control system

2.2 新型控制策略

根据图6中并网逆变器交流侧各电流间的相量关系，本文提出了基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的控制策略，图7为其控制结构框图。对网2.3 电容电流估计

注意到电容电流前馈环节的引入需要增加三路电容电流传感器，然而过多传感器的引入除了会增加系统成本外，还会降低系统可靠性。因此，除

LP

第12期 王要强等：带LCL输出滤波器的并网逆变器控制策略研究 37

电压(为便于比较，电网电压作1/15处理)，功率因直流电压传感器、电网电压传感器、逆变器侧电流

传感器等必须的传感器外，电容电流传感器通过估数小于1，逆变器向电网输送的能量中包含无功成计算法替代，电容电流表达式为 分。图9(b)—(c)为逆变器侧电流和网侧电流dq轴

du分量的仿真波形，显然，并网电流的q轴分量不等ic=Cc (5)

dt于零，由并网电流dq轴分量合成的电流矢量也必

式中电容支路两端电压uc为 然不会与电网电压矢量方向保持一致。加入电容电

di

uc=u−L11 (6) 流前馈环节后，并网电流与电网电压(电网电压作

dt1/15处理)保持同相位，逆变器以单位功率因数运

由式(1)，k相逆变器输出电压uk可以表示为 行，如图10(a)所示。图10(b)、(c)为逆变器侧电流

ea/V (7) 和并网电流dq轴分量的仿真波形，并网电流q轴sk)

k=a,b,c

分量落在零轴附近，使得并网电流dq轴合成矢量

对式(1)进行克拉克变换，可以得到两相静止坐标系

与电网电压矢量保持同向。

下的逆变器输出电压uα，uβ [21]为

uk=udc(sk−

∑

⎧21

udc[Da−(Db+Dc)]⎪uα=32⎪

(8) ⎨

2⎪uudc[Db−Dc)]=β⎪2⎩

式中Da、Db、Dc为逆变器a、b、c 3个桥臂上功率

开关的占空比，可以由空间矢量单元得出。

通过式(7)—(9)，即可得到电容电流的估计值，用电容电流的估算过程替代图8虚线框部分，就组成了无电容电流传感器的基于逆变器侧电流闭环

200−200.200.220.24 i/A i1ai2aea0.26 0.28 0.30t/s (a) 逆变器侧电流及网侧电流和电网电压 i1di/A 201000.2020100i2q i2di/A i1q0.250.30 0.20 0.250.30t/st/s (b) 逆变器侧电流dq轴分量 (c) 网侧电流dq轴分量 和电容电流前馈的并网逆变器控制策略。整个控制过程仅需采样电网电压、逆变器侧电流和直流母线电压，可以与无电容电流前馈时的逆变器侧电流闭环控制策略共享模拟采样值，而不增加额外的传感器。此外，考虑到电容电流估计过程中含有微分项，易引入高频干扰噪声，因此选择在电压空间矢量处于零状态(000,111)时进行采样，以降低开关噪声的干扰。

图9 逆变器侧电流闭环控制下的仿真波形

Fig. 9 Simulated waveforms with the inverter-side current

closed-loop control strategy

ea/V 200−200.200.220.24 t/s 0.26 0.28 i1ai2aea0.30i/A (a) 逆变器侧电流及网侧电流和电网电压 i/A 201000.20i1di/A 201000.20 i2di2q 0.25t/s 0.303 仿真与实验

为验证上文理论分析和控制策略的正确性，在Simulink环境下建立LCL滤波的并网逆变器仿真模型，进行了仿真研究。仿真中，取三相电网线电压380 V，电网频率50 Hz，开关频率3 kHz，直流母线电压给定680 V，LCL滤波器参数与第1节相同，电压环和电流环控制器参数分别取为KvP=1.2，KvI=100，KiP=1，KiI=200。采用逆变器侧电流闭环控制策略，加入电容电流前馈前后的仿真波形分别如图9、10所示。两种控制策略下电流波形都不发散，系统运行稳定，并且网侧电流比逆变器侧电流更为平滑，并网电流上的高次谐波能够更好地衰减。但是，观察图9(a)，并网电流明显滞后于电网

i1q0.25t/s0.30 (b) 逆变器侧电流dq轴分量 (c) 网侧电流dq轴分量 图10 提出的控制策略下的仿真波形

Fig. 10 Simulated waveforms with the proposed strategy

图11为仿真中电容电流测量值和估计值基频分量的波形以及不同并网电流等级下电容电流

ˆc)/ic)柱状图。由图11可以看 的估计误差(eic=(ic−i

出，估计值和测量值的相对误差维持在5%以内，

应用中可以通过适当补偿予以解决。

为进一步验证文中提出的控制策略，以TMS320 LF2812数字信号处理器为控制芯片，搭建LCL滤波的并网逆变器原理样机，进行了实验研

38 中 国 电 机 工 程 学 报

10i/A 第31卷

i/A 500周期后进入稳态；直流侧电压经过15 V的超调后保持恒定，并网电流能够快速跟踪直流侧电压的变化，系统运行稳定且具有良好的动态特性。

−100.20 eic/% −50.25 0.30 0.20 0.25 0.30t/s t/s (a) 电容电流测量值 (b) 电容电流估计值 10 5 0 5 20 i2/A

(c) 电容电流估计误差 10 15 25 30 4 结论

基于逆变器侧电流闭环和电容电流前馈的并网逆变器控制策略，有利于系统稳定和更为有效地保护功率开关，系统以较高功率因数向电网馈送电能。电容电流估算的引入减少了电流传感器的数量，节约了系统成本，降低了因过多引入传感器而造成系统不可靠的因素。仿真和实验表明提出的控制策略能够在较低开关频率下以单位功率因数稳定运行，并网电流中的高次谐波得到有效的衰减，且动态性能优良。

图11 电容电流测量值和估计值的仿真波形及估计误差 Fig. 11 Measured value, estimated value, and the estimation error of capacitor current from simulation

e(100 V/格) i1(10 A/格)e(100 V/格) i2(10 A/格)究。实验中，三相电网取频率50 Hz幅值380 V的公用市电，开关频率3 kHz，直流母线电压给定680 V，LCL滤波器参数与仿真一致，电压环和电流环控制器参数分别取KvP=1，KvI=30，KiP=1，KiI=10。图12为并网电流为10 A时的电网电压e、逆变器侧电流i1和网侧电流i2的实验波形，由图12可以看出：电流波形收敛，系统运行稳定，且与逆变器侧电流相比并网电流高次谐波得到更好地衰减，并网电流与电网电压保持同相位，并网逆变器以单位功率因数向电网输送能量。

e ei1 i2参考文献

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图12 电网电压和逆变器侧与网侧电流实验波形

Fig. 12 Grid voltage and current from experiment

icc t(5 ms/格) t(200 ms/格) (a) 电容电流估计值与测量值 (b) 母线电压与并网电流 udc(100 V/格) i2(10 A/格)icg, ice(5 A/格) 图13为发电单元直流侧电压突增情况下的电容电流估计值基频分量icg、电容电流实测值icc、直流母线电压udc和并网电流i2的实验波形。稳态下电容电流估计值和实际值保持一致，直流侧电压突变瞬间电容电流估计值出现了轻微振荡，经过半个 icg udc i2 Zhao Qinglin，Guo Xiaoqiang，Wu Weiyang．Research on control strategy for single-phase grid-connected inverter[J]．Proceedings of the CSEE，2007，27(16)：60-(in Chinese)．

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图13 电容电流和母线电压与并网电流的动态波形 Fig. 13 Dynamic waveforms of capacitor current, DC

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收稿日期：2010-02-16。 作者简介：

王要强(1982)，男，博士研究生，主要研究方为新能源的并网发电技术，yaoqiang.wang@163.com；

吴凤江(1980)，男，博士，讲师，主要研究方

王要强

为电力电子功率变换及其控制策略；

孙力(1960)，男，博士，教授，博士生导师，主要研究方为电力电子功率变换、一体化电机系统与电磁兼容。

(责任编辑 吕鲜艳)