PWM逆变电源双环控制技术研究

PWM逆变电源双环控制技术研究

姓名：何俊申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动

指导教师：彭力

20070209

摘要

逆变器作为UPS系统的核心部分，要求它能够输出高质量的电压波形，尤其是在非线性负载情况下仍能够得到接近正弦的输出波形，

因此各种各样的逆变器波形控制

技术得以发展。其中瞬时值反馈控制技术是根据当前误差对逆变器输出波形进行有效的实时控制，如果控制器设计合理，则既可以保证系统具有较好的稳态性能，同时可以保证系统具有较快的响应速度。本文主要研究内容是

PWM逆变电源电流内环电压

外环双环控制技术，对逆变器双环控制进行了理论分析，并结合仿真和实验对其控制性能进行了深入的研究。

基于状态空间平均法给出了

PWM逆变器的传递函数形式和状态方程形式的数学

模型，详细分析了死区效应、过调制和非线性负载对单相全桥逆变器输出电压的影响，指出减小输出阻抗是增强系统非线性负载适应能力的合理方案。

分析比较了电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种双环控制方式，提出了带负载电流前馈补偿的电感电流内环电压外环双环控制方式，

重点研究了逆变

器电容电流内环电压外环双环控制。依据电流内环所采用调节器的不同，分别讨论了电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器和电流内环、电压外环均为

PI调节器

两种双环控制方式。采用极点配置的方法设计控制器参数，在闭环系统配置相同的阻尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较。和电压外环均采用

仿真结果表明电流内环

PI调节器的逆变器双环控制方式能够达到较好的动、静态特性，

P调节器、电压外环为

PI调节器

特别是其非线性负载带载能力较强；电流内环采用的逆变器双环控制方式稳态性能较好，

但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电

压外环均采用PI调节器的双环控制方式，理论分析和仿真结果表明增大双环控制系统的期望自然频率可以改善系统的抗非线性负载扰动能力。

基于理论分析和计算，在一台样机上进行电容电流内环电压外环的双环模拟控制实验，实验结果与理论分析相符。

关键词：PWM逆变器双环控制极点配置模拟控制

I

Abstract

As the key part of the UPS(Uninterruptible Power Supply) system, inverters are required to get high quality output voltage waveform. To achieve nearly sinusoidal output voltage even with nonlinear loads, many waveform correction techniques have been proposed. Since the instantaneous feedback control technique is a real-time control method according to the current error of output waveform, once the controller is designed properly, it could achieve nice static characteristics with good dynamic response. The dissertation focuses on the research for dual loop control technique with instantaneous voltage and current feedback for PWM inverters. Both dynamic and static characteristics are analysed by simulations and experiments.

Based on the state-space averaging and linearization technique, the mathematical model is given in form of transfer function and state equations. The influence of dead-time, over-modulation and nonlinear loads on output voltage in single-phase full-bridge inverters is analyzed in detail. The method which reduces equivalent output impedance of the close loop system to eliminate the disturbance of nonlinear load is reasonable.

The voltage and current dual loop control system is divided into inductor current feedback and capacitor current feedback. Both of them are analysed and compared in the paper, the dual loop control with inductor current feedback and load current forward feed compensation included. The dual loop control with capacitor current feedback is applied in the following simulation and experiment by analog method. Depending on the difference of controller for the current loop, the dual loop control is classified into two methods: current loop using P controller with voltage loop using PI controller（Dual loop PI-P control）and both current loop and voltage loop using PI controller（Dual loop PI-PI control）. Controller parameters are obtained with pole assignment technique in the condition that both dual loop PI-P control system and dual loop PI-PI control system have the same desired damping ratio and nature frequency. The simulink results show that dual loop PI-PI control technique for inverters could get nice static characteristic and well dynamic response. It could get high quality output waveforms even with nonlinear load. Dual loop PI-P control inverters

II

have nice static characteristic with linear load, but it is not superior to the dual loop PI-PI control technique in characteristic with nonlinear load. Analysis and simulink comparison present that the characteristic with linear load could get better when the system has higher desired nature frequency.

Based on the theoretic analysis and calculation for the control parameters, a single phase inverter applying dual loop analog control technique with output voltage and

capacitor current feedback is researched in the paper. The experiment results which accord with theoretic analysis are presented.

Keywords：PWM inverter；dual loop control；pole assignment；analog control

III

独创性声明

本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。出贡献的个人和集体，

均已在文中以明确方式标明。

本论文不

对本文的研究做本人完全意识到本声

明的法律效果由本人承担。

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1 绪

1.1 电力电子技术概述

论

电力电子技术是一门使用电力电子器件，通过电力电子变换电路及相应的控制理论，实现对电能的高效变换和控制的技术。电力电子技术包括电力电子器件、变流电路和控制电路三个部分，其中以电力电子器件的制造技术为核心技术。电力电子技术是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。随着科学技术的发展，电力电子技术又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域密切相关。目前，电力电子技术已逐渐成为一门多学科互相渗透的综合性技术学科

[1]~[6]

。

电力电子技术在世界范围内已有较长的发展历史，由于它对生产的明显作用，如优化性能和节能等，世界各国都很重视这一技术，因而发展速度很快。至传统的电力电子器件已由普通晶闸管衍生出了快速晶闸管、同时各类SCR的性能也有很大改善。

80年代以来，微电子技术与电力电子技术在各自发展的基础上相结合而产生了一代高频化、全控型的功率集成器件，从而使电力电子技术进入了新的发展阶段。目前电力电力技术正朝着高频化、模块化、多功能化、控制技术数字化方向发展。

在电力电子应用中，逆变电源其用途最为普遍。通常我们把将直流电变成交流电的过程叫做逆变，完成逆变功能的电路称为逆变电路，而实现逆变过程的装置叫做逆变器。若按直流电源的性质来分类，逆变器可分为电压型逆变器和电流型逆变器。

在电压型逆变器中，直流电源是蓄电池或由交流整流后经大电容滤波形成的电压源。电压源的交流内阻抗近似为零，桥臂输出电压为幅值等于输入电压的方波电压。为了使电感性负载的无功能量能回馈到电源，必须在功率开关两端反并联二极管。

在电流型逆变器中，直流电源是交流整流后经大电感滤波形成的电流源。电流源的交流内阻抗近似为无穷大，桥臂输出电流为幅值等于输入电流的方波电流。为承受负载感应电势加在功率开关上的反向电压降，必须在功率开关上串联二极管。

若按输出端相数分类，逆变器可分为单相逆变器和三相逆变器。其中单相逆变器按结构又可分为半桥逆变器和全桥逆变器。

单相半桥逆变电路是所有复杂逆变电路的

1980年，

逆导晶闸管、双向晶闸管，

基本组成单元。三相逆变器又可以分为三相三线制输出逆变器和三相四线制逆变器。

1

目前逆变器主要用于两类工业功率控制装置中：一是恒压恒频逆变器，主要用于

UPS电源、航空机载电源和机车辅助电源等应用场合。

这是一种在负载或直流电源在

一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的电源装置，简称CVCF逆变器。二是变压变频逆变器，主要用于交流调速系统中。这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称

VVVF逆变器。

1.2 PWM逆变电源波形控制技术

电力电子控制策略的发展体现在各种控制理论和控制思想的尝试和应用中。而波形控制技术一直是PWM逆变器领域的研究热点，多年的研究产生了种较多的控制方案，主要有以下几种：（1）单闭环控制

单环控制最典型的是比例-积分（PI）控制，其概念清晰，鲁棒性强，是工程实际中应用最广的一类控制器，它同样也可以用于逆变器波形控制。由于空载的

PWM逆

变器近似于一个临界振荡环节，积分控制又增加了相位滞后，所以为了保证闭环系统稳定，对控制器比例必须有所。因此，

PI控制的快速性虽相对均值反馈有较大改

[7][8]

善，但仍是有限的，系统对非线性负载扰动的抑制能力不强。

单环PID在一定程度上改善了单环

[9]

PI控制的动态特性，但其与PI控制一样

无法实现对正弦指令的无静差跟踪。实际应用中通常在以保证稳态精度

。

PI控制基础上增设均值反馈

（2）双闭环控制

单闭环控制在抵抗负载扰动方面存在比较大的缺点，因为只有当负载扰动在输出电压波形上体现输出来，控制器才开始有反应，所以其抗负载扰动性能欠佳。因此，可以在PWM逆变器的电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗扰动性来有效地抑制负载扰动对输出电压的影响制对象的改造，电压外环的设计可以大大简化。

有关文献采用输出电压解耦使电流环得到满意的响应特性，负载扰动补偿来抑制负载变化的影响，

对电感电流内环采用

[10]～ [15]

。同时由于电流内环对原有控

并且将几种电感电流内环和电容电流内环控制

方式作了对比，结果显示带负载扰动补偿的电感电流内环与电容电流内环均可以获得较好的动、静态性能。双闭环控制的不足主要是电流内环为抑制非线性负载扰动，必须具备足够高的带宽，才能获得满意的性能，这就对数字控制器的控制速度提出了很

2

高的要求。

（3）多变量状态反馈控制

从状态空间的角度看，单闭环系统性能不佳的原因可以解释为单纯的输出反馈无法充分利用系统的状态信息。因此，将输出反馈改为状态反馈可以改善控制效果。状态反馈波形控制系统需要构建两个或两个以上的状态反馈变量，

在状态空间的概念上

通过合理选择反馈增益矩阵来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。

状态反馈控制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，

因为它可以任意配置

闭环系统的极点。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载的动态特性考虑在内，所以在空载或假定阻性负载下设计的状态反馈控制，

可能在负载变化时不稳定或者动

态品质变差。文献中通常将状态反馈作为内环、其它的控制策略作为外环形成复合控制方案，利用状态反馈改善逆变器空载阻尼比小、动态特性差的不足，与外环共同实施对逆变器的波形校正（4）重复控制

重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，

内模原理是把作用于系统的外

[22]～ [25]

[16]～ [21]

。

部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度的反馈控制系统知，除非针对每一种指令或扰动信号均设置一个正弦函数内模，

。由内模原理可

否则无法实现无静差，

重复控制利用“重复信号发生器”内模巧妙地解决了这一问题。重复控制系统框图如图1.1所示。

d

+

-+

+Q(z)?z

-N

-

z

-N

S(z)

P(z)

+

图1.1 重复控制系统框图　

重复控制采用数字方式实现。逆变器重复控制的目的是为了克服死区、非线性负载引起的输出波形周期性畸变。其基本思想是假定前一基波周期中出现的畸变将在下一基波周期的同一时间重复出现，控制器根据每个开关周期给定与反馈信号的误差来确定所需的校正信号，然后在下一基波周期同一时间将此信号叠加在原控制信号上，

3

以消除以后各周期中将出现的重复性畸变。

重复控制能使逆变器获得较好的稳态输出波形，

可以实现无静差控制效果。但是

重复控制对于非周期性的扰动无法进行抑制，在负载突加突减的时候动态响应不够好，通常与其它瞬时控制方案相结合以达到比较好的稳态和动态性能。（5）无差拍控制

无差拍（Deadbeat）是数字控制特有的一种控制效果，它是在控制对象离散数学模型的基础上，通过施加精确计算的控制量来使得被调量的偏差在一个采样周期时间内得到纠正

[26]～[27]

。

无差拍控制有着非常快的动态响应，波形畸变率小，即使开关频率不是很高，也能得到较好的输出波形品质；无差拍控制能够通过调节逆变桥的输出相位来补偿滤波器的相位延时，使输出电压的相位与负载关系不大。

无差拍控制最大的缺点则是对精确数学模型的依赖，因为后者并不容易得到。另外，控制器为了达成在一个采样周期内消除误差的效果，往往采取非常剧烈的控制动作，当理想模型与实际对象有差异时，这样做不仅达不到无差拍效果，反而会引起输出电压的振荡，不利于逆变器的安全稳定运行。（6）滑模变结构控制

滑模（Sliding Mode）变结构控制是一种非线性控制方法。它是利用某种不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。滑模变结构控制的稳定性以及系统性能对参数变化和外部扰动不敏感，具有较强的鲁棒性

[28]～[32]

LC

。

但是滑模控制存在理想滑模切换面难以选取、控制效果受采样率的影响等弱点，它还存在高频抖动现象且设计中需知道系统不确定性参数和扰动的界限，

抖动使系统

无法精确定位，测定系统不确定参数和扰动的界限则影响了系统鲁棒性进一步的发挥。另外，滑模变结构控制必须以数字形式实现才能有更大的实用价值，而数字式滑模变结构控制只有当采样频率足够高时才能实现较好的性能。

从上述控制方案可见，每一种控制方案有其特长，也存在某些问题，因此，一种必然的发展趋势是各种控制方案互相渗透，取长补短，通过优势互补结合成复合的控制方案。

4

1.3 本文主要研究内容

本文主要研究PWM逆变器的电流内环电压外环双闭环控制，其中电压外环一般采用比例积分（PI）调节器，而电流内环则可采用比例积分调节器或比例（器。依据电流内环调节器的不同，本文分别讨论了逆变器双环控制两种双环控制方式。

本文主要包括以下内容：（1）给出了单相

PWM逆变器连续时间的数学模型，在此基础上对逆变器开环

P）调节

PI-PI控制和双环PI-P

输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。

（2）分析了电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环这两种双环控制方式，比较了各自在控制方法上的优点和不足之后，采用极点配置的方法设计数，分别对逆变器双环

选取了电容电流内环电压外环控制。

PWM逆变器电流内环电压外环双闭环控制系统的控制器参PI-PI控制和双环PI-P控制进行仿真，结果表明双环

PI-PI控

制能够达到较好的动、静态特性。在相同的期望极点配置时双环性负载扰动能力要强于双环

PI-PI控制的抗非线

PI-P控制，并从输出阻抗的角度进行了分析。通过加大逆

变器双环PI-P控制系统的期望自然频率，可以改善其非线性负载带载能力。

（3）针对逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制，在一台11kW逆变电源上进行实验，给出了实验结果，并对实验结果进行了分析和比较。

5

2 PWM逆变器的控制模型分析

2.1 引言

本章针对单相PWM逆变器建立了系统的数学模型,同时分析了影响单相PWM逆变器性能的因素,为后续章节的分析设计提供了理论依据。

2.2 SPWM单相全桥逆变器的数学模型

2.2.1 逆变器主电路结构

图2.1为单相全桥逆变电源的主电路原理图，

图中滤波电感L与滤波电容C构成

低通滤波器，r为考虑滤波电感L的等效串联电阻、死区效应、开关管导通压降、线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻。

Ud为直流母线电压，u1为逆变桥

输出电压，u0为逆变器输出电压，il为滤波电感电流，i0为负载电流。

图2.1 单相全桥逆变器的主电路原理图

2.2.2 平均状态空间模型

将开关管T1、T2、T3、T4视为理想器件, 其通断控制用相应的开关函数述：

S来描

6

?1 T1,T4导通，T2,T3关断S=?

?-1 T2,T3导通，T1,T4关断

（2-1）

在SPWM调制下，若不考虑死区，T1和T4控制信号相同,T2和T3控制信号相同,T1和T2控制信号互补。因而u1为一双极性脉冲电压，它与直流输入的关系为：

u1=SUd

状态空间方方程的列写形式与所选状态变量有关，

（2-2）

根据控制方案的特点可以选择

不同的状态变量来推导状态空间模型。这里选择电容电压u0和电感电流i1作为状态变量，可得状态空间表达式如下：

?0??u0?&

??=?11??i&?-?L

y=[10]

1?

C??r?-L?

?u0????i1?

?0??1??u0???-??

??+?1?u1+?C?i0?i1?

?L??0?

（2-3）

（2-4）

由于逆变器主电路中各功率开关管都工作于“开”和“关”两种状态，逆变器本质上是一个非线性系统，而开关管在一个开关周期中的开通或关断期间是连续的，且电路中其它部分又始终工作在连续这一个状态，

因此逆变器分别处于两个线性工作状

态，如果分段分别对这两个工作状态进行建模，则可以精确的列写出两种工作状态下的线性状态方程，这种问题在用经典理论分段线性化解决时，往往会过于繁杂或不现实。

对于这种非线性系统，工程应用中通常采用状态空间平均法关频率远远高于逆变器输出频率和

[33]～[35]

。它是基于开

LC滤波器的截止频率的情况下，在一个开关周期内

从而得到线性化状态空间平均模型的一种

可以用非连续变量的平均值代替其瞬时值，

方法。用此方法建立的系统状态空间平均模型，可以方便地采用经典理论和方法进行分析[14]。PWM逆变器的截止频率主要由输出

LC滤波器的截止频率决定，LC滤波器的

PWM逆变

截止频率的确定相对于开关频率足够低，因此状态空间平均模型可以作为器的低频等效。

从上面的状态方程可知：PWM逆变器处于不同开关状态下其状态方程各矩阵是相同的，为常系数矩阵，所以只需对不连续的非线性输入量逆变器的状态空间平均模型。

7

u1做平均处理，即可获得

当SPWM是线性调制，即SPWM的调制比m≤1，如图2.2所示：Ts为采样周期，Ton为开关管开通时间，Vcm是三角载波幅值，Vrm?sinωt是调制波，其幅值为Vrm。

图2.2 SPWM线性调制原理图

由三角形相似有：

Ts-TonTs

=

Vcm-Vrm?sinωt

2Vcm

（2-5）

令调制比m=效原理有：

Vrm

，设u1为逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值，根据冲量等Vcm

（2-6）

u1?Ts=UdTon-Ud(Ts-Ton)将（2-5）带入（2-6）中可得：

u1=Ud?m?sinωt

（2-7）

u1代替状态方程（2-3）中的u1,可

用逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值得到：

?

0?u?&0?

?i&?=?1?1??-?L

1?C??r?-L?

0?1???

-??u0????

?i?+?1?u1+?C?i0?1?

?L??0?

（2-8）

则式（2-8）与式（2-4）构成了单相PWM逆变器的状态空间平均模型。若假设直流输入电压源

Ud恒定，功率开关管是理想的，开关频率与逆变器的输

出基波频率、LC滤波器截止频率相比足够高，且不考虑死区，则逆变桥可以等效为一个恒定增益的放大器，这样可以得到逆变器的线性化模型。

8

由状态空间平均模型可以推导出双输入响应关系式如下：

u1(s)和io(s)同时作用时系统的

s域输出

U1(s)-(Ls+r)

U0(s)=+I0(s)=G1(s)?U1(s)-Gio(s)?I0(s)22

LCs+rCs+1LCs+rCs+1对应的方框图如下：

（2-9）

i

u1

+

1/L

--r/L

图2.3 单相逆变器主电路原理框图

0

i

1/S

1

-1/SC

u0

从状态空间平均模型和方框图中均可以知道：u0随i1变化时受到一个扰动量

u0。

i0的

影响，而i1随u1变化时也受到u0的影响，对i1而言有一个扰动量就是2.2.3 单相逆变器开环特性

从式（2-9）可知，开环时逆变器空载谐振频率

ω=1/LC，阻尼比ξ=

r2

CL

远

小于1，整个系统是一个阻尼很小的欠阻尼二阶系统，空载时其振荡剧烈，收敛速度慢，系统动态性能很差。

由于逆变器在空载运行时阻尼最小，振荡性剧烈，收敛速度最慢，控制难度最大，所以控制器设计往往针对空载来进行。在以上建立的模型中，等效阻尼电阻

r很难通

过理论分析估计出来，通常采用频率响应实验法来获得。由于逆变器是一个最小相位的二阶系统，只需通过实验测量逆变器空载时的幅频特性，与二阶系统幅频特性曲线族对比确定阻尼比，进而推算出电阻

r。

由式（2-9）可以看出，，逆变器输出电压由两部分构成，第一部分为输出电压对给定的响应，即逆变器空载输出电压；第二部分中的抗。以一台单相逆变器为例，其主要参数如下：变器开环输出阻抗频率特性图如图

2.4所示：

Gio(s)相当于逆变器开环输出阻

L=0.43mH，C=140uF，r=0.1Ω，逆

9

图2.4 逆变器开环输出阻抗Bode图

输出阻抗幅值在低频段随信号频率升高而增大，当逆变电源给负载供电时，负载电流将在输出阻抗上形成压降。对非线性负载来说，谐波电流冲击大，其在输出阻抗上产生比较大的压降引起输出电压畸变，畸变的内在原因。

这是非线性负载电流引起逆变电源电压波形

2.3 PWM逆变器输出电压波形畸变原因

理想SPWM波形通常只含有载波频率及载波倍频附近的高次谐波，转折频率通常选在开关频率的

LC滤波器的

1/10左右，远远低于逆变器的开关频率，可将高次谐波

SPWM逆变器在只带线性负载情况下，获

SPWM逆变器并非由理想开关器

基本衰减掉。因此对于由理想开关构成的

得比较理想的正弦波输出并不困难。而实际应用中

件构成，多种因素使得逆变器的输出电压不是标准的正弦波，致使其输出波形畸变的主要因素有以下几种：

（1）死区效应及器件开通关断时间（2）SPWM过调制（3）非线性负载

10

2.3.1 死区效应

为了确保逆变器运行中上下桥臂不发生直通现象，

通常在系统设计时要在开关转

换过程中设置一个死区时间，在死区内上下管均无驱动脉冲，仅能通过并联在开关管上的反向二极管续流。

当电感电流连续，相位滞后SPWM基波相位?时，死区引起的输出电压基波变化如图2.5所示：

图2.5 死区引起的输出电压基波变化

图中vo是理想PWM输出的基波分量，vd是死区引起的输出电压变化的基波分量。由图可看出，死区使实际逆变器输出PWM波形与理想PWM波形之间存在差异，两者之差是一组包络线为正负对称方波、

极性与电流方向相反、幅值为Ud、宽度为死

区时间Td的电压脉冲序列。

死区的存在影响输出电压的基波分量，基波幅值下降。当调制比越低，逆变器输出电压与电流相位差越小时，死区造成的基波幅值下降越严重；同时死区还给输出电压引入了谐波，对其进行傅立叶分解可得到低次谐波。理想的频率及载波的倍频附近的高次谐波外，低次谐波几乎不存在。而

PWM波形除含有载波LC滤波器是按照滤

除开关频率及以上频率的谐波设计的，它对由死区引入的低次谐波无法进行有效衰减，造成了逆变器输出波形的畸变。当调制比降低，由于基波幅值随之下降，而谐波幅值不变，谐波畸变量增加，波形畸变也越大。

为了克服死区的影响，可以采取各种补偿措施

[36]～[40]

。但这些死区补偿措施对非

线性负载引起的输出电压波形畸变是无效的，不能代替波形控制技术，无法从根本上解决问题。

11

2.3.2 SPWM过调制

当SPWM的调制比m≤1，即Vrm≤Vcm时，输出脉宽与正弦调制参考波大小成正比的，同时根据冲量等效原理知道，逆变桥输出电压平均值与正弦调制参考波大小成正比，因此可以认为逆变桥等效为一个线性放大的环节，调制比

m在[0，1]范围为

线性调制区。当m>1，即Vrm>Vcm时，SPWM在调制波波峰附近产生的脉冲宽度达到最大值，脉宽值不再与调制波采样值成正比，调节能力达到饱和，出现过调制现象，这时逆变桥的放大倍数是非线性的，从而在波顶处产生放大失真，导致逆变器输出端出现波形“削顶”，其中含有较大的低次谐波成份。当在设计逆变器系统时，如果调制比所留的裕量不够，一旦直流输入电压减小或者负载电流增大时，就很有可能出现过调制现象，最终导致逆变器输出波形削顶失真。2.3.3 非线性负载

非线性负载是引起逆变电源输出电压畸变的主要原因。

由于非线性负载含有二极

SPWM

管、可控硅等非线性元件，即使负载端所加的是标准正弦电压，负载电流仍会含有大量谐波。而逆变器的输出阻抗不可能为零，谐波电流在输出阻抗上会产生谐波压降，使得逆变器输出电压波形发生畸变。

L0

i0

u0

C0

R0

图2.6 典型非线性负载

典型的非线性负载如图

2.6所示，为了获得比较平直的电压，整流负载一般都接

有大电容，由于二极管的单向导电性，只有当逆变电源输出电压瞬时值高于负载电容时才有输出电流。二极管周期性的通断，整个电路的拓扑结构也在两者之间周期性的变化，出现了重复性的瞬态过程，逆变电源的输出电流则为一系列的尖顶窄脉冲波，典型情况下输出电压将出现消峰平顶的波形。

整流性负载使逆变器在一个周期内交替地处在带载与空载运行状况，

逆变器输出

12

断续负载电流，断续负载电流中大量的谐波电流流经逆变器输出阻抗形成了谐波压降，这是导致输出电压波形畸变的根本原因。

2.4 本章小结

本章首先建立了单相逆变器的平均状态空间数学模型

,在此基础上对逆变器开环

并得出以

输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。下结论：

(1)逆变器的控制对象为一典型的二阶系统决定;

(2)由于逆变器的输出阻抗不为零,逆变器的输出端必然产生电压畸变

;

,其输出性能主要由

LC滤波器和负载

(3)通过控制手段降低逆变器的输出阻抗，是一种改善逆变电源性能的有效方法。

13

3 PWM逆变器双环控制技术研究

3.1 引言

逆变器开环运行时，由于死区等多种因素造成输出波形畸变，而且开环运行时动态性能很差，不能满足绝大部分实际应用场合的要求，因而采用瞬时闭环波形控制就显得尤为重要了。在第一章中已经提到了常用的一些波形控制方法，均能对逆变器输出波形畸变起到一定的抑制作用。单闭环在抵抗负载扰动方面不是很理想，因为只有当负载扰动的影响最终在输出电压上表现出来以后，

才能出现相应的误差信号激励调

节器对输出进行调节。文献研究表明电压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变电源波形控制的发展方向之一。双环控制方案的电流内环增大了逆变器控制系统的带宽，使得逆变器动态响应加快，对非线性负载扰动的适应能力加强，输出电压的谐波含量减小。目前，这种基于电流内环的电压源逆变器波形控制技术越来越得到广泛的应用。

依据内环电流反馈的不同，逆变器电压电流双环控制分为电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环，本章对以上两种控制方法进行了分析比较

[41]～[44]

。本文中

的双闭环控制结构，由外环电压调节器和内环电流调节器组成。外环电压调节器一般采用比例-积分（PI）调节器，内环电流调节器可以采用比例

-积分（PI）调节器或比

例（P）调节器，采用极点配置方法设计系统控制器参数，并分别进行了仿真实验。

3.2 单相逆变器的双环控制

逆变器的双环控制分两类：一类是以滤波电容电流为内环被控量的电容电流内环电压外环控制，一类是以滤波电感电流为内环被控量的电感电流内环电压外环控制。

在电压源逆变器中，以滤波电容电流作为内环反馈的应用也比较广泛，在这种控制方法中，因电容电流被瞬时控制，使得输出电容电压被电容电流的微分作用提前得到矫正，因而无论对线性还是非线性负载均有很好的动态抑制作用。但其缺点是采用数字控制时无法做到逆变器的软件限流保护：

因为如果在电容电流内环电压外环控制

系统中增加电流限幅环节，只能电容电流大小，负载电流和电感电流完全不受其

14

约束，因而不能通过限流实施对逆变电源的保护。实际应用中可以采用数模混合的方法，即主控部分采用模拟控制，以电容电流作为内环反馈；限流等保护由数字控制来实现。

图3.1 逆变器电容电流内环电压外环控制系统方框图　

单相PWM逆变器电容电流内环电压外环控制系统框图如图信号与输出电压反馈信号比较得到电压误差，经过电压调节器

3.1所示，电压给定Gv产生电流给定信号

Gi形成控制量

uir，uir与电容电流反馈信号比较而得的电流误差信号经过电流调节器u1，对逆变器实施控制。

以滤波电感电流作为内环反馈时，

通过滤波电感电流即可实现逆变器的过流

3.2逆变器电感电流

保护，但其对负载扰动的抑制能力不如电容电流控制方式。如图内环电压外环控制系统框图所示：

图3.2 逆变器电感电流内环电压外环控制系统方框图　

负载电流i0作为逆变器的外部扰动信号，处在电感电流内环环路之外，即内环路对负载扰动毫无作用。另外从负反馈的角度来看，电容电流负反馈能够及时的补偿电容电流，维持其幅值恒定，相当于增强了输出电压的稳定性。而电感电流负反馈有一种维持电感电流幅值不变的趋势，系统加上负载时，维持电感电流恒定的结果只能是任由负载从滤波电容中汲取电流，从而致使电容电压大幅降低。

为了改善系统的抗负载扰动性能，

电感电流内环一般采用电感电流瞬时反馈控制

15

和负载扰动前馈补偿相结合的控制方式，从而得到图电流内环电压外环控制系统框图，其中

α

3.3所示的改进了的逆变器电感

α为负载电流的前馈补偿系数。

图3.3 带负载电流前馈的电感电流内环电压外环控制系统方框图　

采用数字控制时，一般取前馈补偿系数

α<1；采用模拟控制时，由于ic=iL-io，

若取前馈补偿系数α=1，则电流内环等效为电容电流反馈。

3.3 电流内环采用比例积分调节器时的双环控制技术

在这个双环控制方案中，电流内环采用

PI调节器，简称双环PI-PI控制方式。其

使整个系统工作稳定，并且

中电流调节器Gi的比例环节用来增加逆变器的阻尼系数，

保证有很强的鲁棒性；电流调节器的积分环节用来减少电流环稳态误差；电压外环也采用PI调节器，电压调节器的作用是使得输出电压波形瞬时跟踪给定值。这种电流内环电压外环双环控制的动态响应速度十分快，并且静态误差很小

假设电压、电流调节器分别为：

Gv(s)=k1p+Gi(s)=k2p+

k1isk2is

[45]

。

（3-1）（3-2）

由图3.3可得：

Uir(s)=(Ur(s)-U0(s))(k1p

k1i+)s

k2is)

（3-3）（3-4）（3-5）（3-6）

16

U1(s)=(Uir(s)+α?I0(s)-I1(s))(k2p+

U1(s)=U0(s)+(sL+r)I1(s)

I1(s)=I0(s)+s?C?U0(s)

联立方程，可得到带负载电流前馈补偿的电感电流内环电压外环控制系统的传递函数关系：

k1pk2p

U0(s)=

LC

s+

2

k1pk2i+k1ik2p

LCD(s)

r+k2p(1-α)?1)k2i(1-α2

k1ik2i

s+?s+s+

LCLCLCU(s)-?C

r

D(s)

??s?

Io(s)

=Gur(s)Ur(s)-Gio(s)Io(s)其中闭环特征方程为：

（3-7）

D(s)=s+

4

r+k2p

L

s+

3

k1pk2p+Ck2i+1

LC

s+

2

k1pk2i+k2pk1i

LC

s+

k1ik2iLC

（3-8）ur的跟

系统输出传函中的前一部分Gur(s)项体现了控制系统输出对正弦电压给定

踪性能，而后一部分Gio(s)项体现了负载电流对控制系统输出的扰动特性，可以看作是系统等效输出阻抗。

当系统输出因某种原因偏离给定时，

双环调节器将会动作使得输出以较快的速度

达到稳定值，Gur(s)的极点位置可以表征输出跟踪给定信号的动态特性，因而合理配置Gur(s)的极点可以得到比较好的电压跟踪性能。由式（不影响逆变器闭环极点的位置，仅影响系统等效输出阻抗

3-7）可以看出，前馈系数αGio(s)的零点，即电流内环

不论是采用电容电流反馈还是带负载前馈的电感电流反馈，其特征方程是相同的。

采用极点配置的方法设计控制器：

设此时的四阶双环控制系统的期望闭环主导极点为闭环非主导极点分别为

2

s1,2=-ζrωr±jωr1-ζr

2

，期望

s3=-mζrωr, s4=-nζrωr，则双环控制系统的期望特征方程为：

2

Dr(s)=(s+2ζζωrωrs+ωr)(s+mζωrr)(s+nrr)

比较式（3-8）、（3-9）有：

k2p=

a3C-r

（3-9）

（3-10）（3-11）（3-12）（3-13）

2

4

k1pk2p+Ck2i=a2-1

k1pk2i+k2pk1i=a1

k1ik2i=a0

其中：a0=LCmnζrωr

a1=LC(m+n+2mnζr)ζrωr

23

17

a2=LC[1+(2m+2n+mn)ζr]ωra3=LC(2+m+n)ζrωr

22

整理式（3-10）~（3-13）有：

Ck2i+(1-a2)k2i+a1k2pk2i-k2pao=0

3

2

2

（3-14）k2i的

式（3-14）表示k2i有3个根：一个实数根、两个复数根，只有实数根才是解，假定实数根仍用k2i表示，则：

k1p=

a2-Ck2i-1

k2p

a0

k2i

（3-15）（3-16）

k1i=

由此可知，式（3-10）、（3-14）、（3-15）、（3-16）为基于极点配置设计的双环控制系统控制器参数。

双环控制系统的控制器参数按常规方法设计，需考虑两个调节器之间的响应速度、频带宽度的相互影响与协调，控制器设计步骤复杂，还需要反复试凑验证；采用极点配置方法大大简化了设计过程，同时能满足高性能指标要求，这种设计方法具有明显的优越性。以图2.1所示的单相逆变器为被控对象，其主要参数如下：

额定输出电压：U0=220V（RMS）额定输出电压频率：f=50Hz 额定输出功率：P0=11kW 额定功率因数：cosφ=0.8 输出滤波电感：L=0.43mH 输出滤波电容：C=140μF 等效阻尼电阻：r=0.1ΩPWM开关频率：fsw=10kHz

选取期望阻尼比ζr=0.8，自然频率ωr=2500。对于期望的非主导极点，采用模拟控制时的仿真和实验一般可选取

m=n=10；而采用数字控制时，为了避免系统振荡，

一般选取m=n=4~6。此处选取m=n=10，则可求得电压调节器、电流调节器分别为：

Gv(s)=k1p+

k1is

=0.597+

9.53s

（3-17）（3-18）

Gi(s)=k2p+

k2is

=18.82+

156040

s

18

由图3.3可以推导出电感电流内环的开环传函和闭环传函：

Giop(s)=

C(k2ps+k2i)LCs+rCs+1

2

（3-19）

Gicl(s)=

C(k2ps+k2i)

LCs+(r+k2p)Cs+Ck2i+1

2

（3-20）

利用电流内环闭环传函推导得到电压外环的开环传函：

Guop(s)=

(k1ps+k1i)(k2ps+k2i)s[LCs+(r+k2p)Cs+Ck2i+1]

3-7）中的Gur(s)和Gio(s)：

(k1ps+k1i)(k2ps+k2i)

2

2

2

（3-21）

电压外环的闭环传函和系统的输出阻抗即式（

Gur(s)=Gio(s)=

4

32

LCs+(r+k2p)Cs+(k1pk2p+Ck2i+1)s+(k1pk2i+k2pk1i)s+k1ik2i

（3-22）（3-23）

(Ls

4

))s+k2i(1-α))s+(r+k2p(1-α

2

LCs+(r+k2p)Cs+(k1pk2p+Ck2i+1)s+(k1pk2i+k2pk1i)s+k1ik2i

3

采用式（3-17）、（3-18）数据，可得图3.4~3.9所示的双环控制系统的频率响应特性：

图3.4 电流内环开环频率特性　图3.5 电流内环闭环频率特性

图3.4表明电流调节器使得电流内环的相角裕度接近

800 ，稳定性较高；图

3.5

表明电流内环带宽较宽，响应速度非常快；图3.6显示电压外环相角裕度超过值裕度也非常大；图

3.7表明双环控制系统基波闭环增益接近

600，幅

1，系统稳态性能非常

好；图3.8体现了系统输出阻抗在各个频段对应的阻抗幅值，可见负载扰动在各个频段都有较大衰减，系统具有很强的负载扰动抑制能力。

19

图3.6 电压外环开环频率特性 图3.7 电压外环闭环频率特性

图3.8 输出阻抗频率特性

对电容电流内环电压外环的逆变器双环控制方式进行连续系统仿真：图3.9是双环PI-PI控制逆变器在空载时动态指令跟踪波形，超调量约为

15.4%，

调节时间约为1.8ms。图3.10为逆变器双环PI-PI控制系统带线性负载时输出电压、电流波形，输出电压THD在空载时为0.473%，阻性半载时为0.469%，阻性满载时为0.466%，阻感性满载为0.460%。

20

(a) 电压指令

图3.9 逆变器双环PI-PI控制系统动态指令跟踪波形(b) 输出电压

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

(a) 空载(b) 阻性半载

(c) 阻性满载(d) 阻感性满载图3.10 逆变器双环PI-PI控制系统线性负载时输出电压、电流波形

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

图3.11为逆变器双环PI-PI控制系统在负载满功率突变时的动态响应情况，电压变化量不超过8.9%，调节时间不超过0.5ms，可见动态响应快，输出电压变化较小。

21

图3.12为逆变器双环PI-PI控制系统在非线性负载条件下输出电压、电流波形，图3.12(a)为非线性负载电流峰值超过逆变器额定负载电流峰值时的波形，电流峰值I0p=79.6A，波峰因子WCF=3.35，输出电压THD=0.54%。图3.12(b)为非线性负载电流有效值超过逆变器额定负载电流有效值时的波形，电流峰值因子WCF=3.31，输出电压THD=0.71%。

I0p=172.8A，电流波峰

(a) 额定功率阻性负载

图3.11 逆变器双环PI-PI控制系统负载突变响应(b) 额定功率阻感性负载

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

(a) 负载电流峰值达额定峰值(b) 负载电流有效值达额定有效值

图3.12 逆变器双环PI-PI控制系统非线性负载时输出电压、负载电流波形

（100V/div, 100A/div, 0.01s/div）

可以看出：电容电流内环和电压外环均采用PI调节器时的双环控制逆变器从频

率响应特性和仿真结果均反映了其优越的动、静态特性。

22

图3.13 双环PI-PI控制时系统闭环频率特性

图3.14 双环PI-PI控制时各种情况下的输出阻抗频率特性

图3.13和图3.14分别为阻尼比ζr=0.8，ωr分别为2500rad/s、3500rad/s和

4500rad/s时双环PI-PI控制系统闭环和输出阻抗的波特图，图中

a、b和c分别为闭

环自然频率ω

r

分别为2500rad/s,3500rad/s和4500rad/s时逆变器输出阻抗的幅频

曲线和相频曲线。可见极点位置离虚轴越远，输出阻抗越小，则系统抗负载扰动性能越强。但如果控制系统期望自然频率过大，则双环控制系统的电流内环响应速度过快会导致动态指令跟踪响应不稳定，因此一般在稳定性和响应速度之间折中考虑。

23

3.4 电流内环采用比例调节器时的双环控制技术

在此双环控制方案中,电流内环采用P调节器，简称双环PI-P控制方式。电流内环采用的P调节器增加了系统的阻尼系数，电压外环的两个调节器共同作用使得整个闭环系统工作稳定。

设电压、电流调节器分别为：

Gv(s)=K1p+Gi(s)=K2p

K1is

PI调节器维持输出电压恒定，

（3-24）（3-25）

由图3.3可以推导出其闭环传递函数为：U0(s)=

K1pK2ps+K1iK2p

Ur(s)-(Ls+r)s+(1-α)K2ps

D(s)

I0(s)

D(s)

=Gur(s)Ur(s)-Gio(s)Io(s)

（3-26）

其中闭环特征方程为：

D(s)=LCs+(r+K2p)Cs+(K1pK2p+1)s+K1iK2p

3

2

（3-27）

式（3-25）中的Gur(s)和Gio(s)的定义与3.3节中的定义类似。

采用极点配置的方法设计控制器：

假设此时的双环控制系统的期望闭环主导极点为

s1,2=-ζωn±jωn1-ζ,闭环非

2

主导极点为s3 = -nζωn，一般取n=5~10,则此时双环控制系统的期望特征方程为：

Dr(s)=(s-s1)?(s-s2)?(s-s3)=(s+2ζω(s+nζωns+ωn)?n)比较式（3-26）、（3-27）可得：

(r+K2p)C=(2+n)ζωnLC

1+K1pK2p=(1+2nζ)ωnLCK2pK1i=nζωnLC

3

2

2

2

2

（3-28）

（3-29）（3-30）（3-31）

整理可得：

K2p=(2+n)ζωnL-r

（3-32）

24

K1p=

(1+2nζ)ωnLC-1

K2p

nζωnLCK2p

3

22

（3-33）

K1i=

（3-34）

PI-PI控制方式相同的期望阻尼

以上一节中的逆变器实例为被控对象，取与双环

比ζ=0.8，自然频率ωn=2500，n=10，可求得此时的双环控制器参数：

K1p=0.41K1i=736.3

（3-35）

K2p=10.22

由式（3-26）和（3-27）可知电压外环的闭环传函和系统的输出阻抗分别为：

Gur(s)=

K1pK2ps+K1iK2p

LCs+(rC+K2pC)s+(K1pK2p+1)s+K1iK2p

(Ls+r)s+(1-α)K2ps

LCs+(r+K2p)Cs+(K1pK2p+1)s+K1iK2p

3

2

3

2

（3-36）

Gio(s)=

（3-37）

3.15和图3.16中PI-P所示。

则可得到双环PI-P控制系统的频率响应特性，如图

图中PI-PI表示上节中双环PI-PI控制系统的频率响应特性：

图3.15显示两种控制方式的闭环特性相差不大，逆变器双环

PI-PI控制时系统带

PI-P控

宽略宽些；图3.16表明逆变器双环PI-PI控制时的系统输出阻抗明显要比双环制时小得多。在不同的频段输出阻抗的响应特性比较如下：①对于负载基波电流的扰动，即

w=314rad/s时：

双环PI-PI控制时的输出阻抗为：

20lgGio(jw)=-79.2，即：Zo=Gio(jw)=1.01×10Ω

-4

双环PI-P控制时的输出阻抗为：

20lgGio(jw)=-43.1，即：Zo=Gio(jw)=0.007Ω

可以看出此时双环PI-P控制的输出阻抗很小。从数量级上看，双环输出阻抗相对于双环PI-P控制来说几乎可以忽略。

PI-PI控制的

25

图3.15

ωn=2500时系统闭环频率特性比较

图3.16

ωn=2500系统输出阻抗频率特性比较

以5次谐波为例，

②在非线性负载情况下，负载电流扰动中除基波以外还有谐波成分，即w=1570rad/s时：

双环PI-PI控制时的输出阻抗为：

20lgGio(jw)=-40.5，即：Zo=Gio(jw)=0.009Ω

双环PI-P控制时的输出阻抗为：

26

20lgGio(jw)=-18.4，即：Zo=Gio(jw)=0.12Ω

相对来说，此时双环

PI-P控制下的输出阻抗比线性负载时要大得多。

由频率特性曲线可以看出，双环PI-PI控制时的系统输出阻抗在整个频段都很小，几乎可以忽略。对于相同的极点配置，双环PI-P控制在抑制非线性负载电流扰动方面不如双环PI-PI控制。

采用式（3-35）中的控制器参数对逆变器电容电流内环电压外环双环统进行进行仿真，结果如下：

PI-P控制系

(a) 电压指令(b) 输出电压

图3.17 逆变器双环PI-PI控制系统动态指令跟踪波形

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

(a) 空载(b) 阻性半载

27

(c) 阻性满载(d) 阻感性满载图3.18 逆变器双环PI-PI控制系统线性负载时输出电压、电流波形

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

图3.17是双环PI-PI控制逆变器在空载时动态指令跟踪波形，超调量约为16.9%，调节时间约为1.7ms。图3.18为逆变器双环PI-PI控制系统带线性负载时输出电压、电流波形，输出电压THD在空载时为0.540%，阻性半载时为0.532%，阻性满载时为0.526%，阻感性满载为0.531%。

(a) 额定功率阻性负载

图3.19 逆变器双环PI-P控制系统负载突变响应(b) 额定功率阻感性负载

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

图3.19为逆变器双环PI-P控制系统在负载满功率突变时的动态响应情况，电压变化量不超过6.6%，调节时间不超过0.5ms，可见动态响应快，输出电压变化小。

图3.20为逆变器双环PI-P控制系统在非线性负载条件下输出电压、电流波形，图3.20(a)为非线性负载电流峰值超过逆变器额定负载电流峰值时的波形，电流峰值

28

I0p=76.6A，电流波峰因子WCF=3.24，输出电压THD=1.21%；图3.20(b)为非线性负载电流有效值超过逆变器额定负载电流有效值时的波形，电流峰值波峰因子WCF=3.11，输出电压THD=1.83%。

I0p=156.4A，电流

(a) 负载电流峰值达额定峰值(b) 负载电流有效值达额定有效值图3.20 逆变器双环PI-P控制系统非线性负载时输出电压、负载电流波形

（100V/div, 100A/div, 0.01s/div）

从仿真结果可知：此时双环PI-P控制系统在非线性负载条件下输出电压的质量明显比双环PI-PI控制时差，为了改善双环用加大极点配置参数的方法。

表3-1为双环PI-P控制时，阻尼比ζ=0.8，ωn分别为2500rad/s、3500rad/s、

4500rad/s和5500rad/s时的控制器参数：

表3-1 双环PI-P控制参数表

PI-P控制时系统的抗负载扰动能力，可以采

ζ

第第第第1组2组3组4组

0.8 2500 0.8 3500 0.8 4500 0.8 5500

wn

K1p0.41 0. 0.856 1.068

K1iK2p

736.3 10.22 1439.1 14.35 2357.3 18.48 3544.8 22.61

由上表可得到双环PI-P控制系统不同的极点配置时的频率响应特性：

图3.21为双环PI-P控制时，阻尼比ζ=0.8，ωn分别为2500rad/s、3500rad/s、

4500rad/s和5500rad/s时系统闭环特性曲线，图中

A、B、C和D代表闭环自然频

率ωn分别为2500rad/s、3500rad/s、4500rad/s和5500rad/s时逆变器输出阻抗的幅频曲线和相频曲线。图

3.22为与之相对应的双环

29

PI-P控制系统输出阻抗的频率特

性。

图3.21表明随着系统极点配置期望自然频率ω3.22表明系统输出阻抗随着自然频率ω强。

n

n

的提高，系统带宽逐渐变宽。图

的提高而减小，系统非线性负载带载能力增

图3.21双环PI-P控制时系统闭环频率特性比较

图3.22 双环PI-P控制时系统输出阻抗频率特性比较

采用表3-1中的第四组控制器参数进行仿真，此时双环PI-P控制系统期望阻尼比ζ=0.8，自然频率ωn=5500，仿真结果如下：

30

(a) 电压指令

图3.23逆变器双环PI-P控制系统动态指令跟踪波形(b) 输出电压

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

(a) 空载(b) 阻性半载

(c) 阻性满载(d) 阻感性满载图3.24 逆变器双环PI-P控制系统线性负载时输出电压、电流波形

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

31

图3.23是双环PI-PI控制逆变器在空载时动态指令跟踪波形，超调量约为18.3%，调节时间约为1.7ms。图3.24为逆变器双环PI-PI控制系统带线性负载时输出电压、电流波形，输出电压THD在空载、阻性半载、阻性满载和阻感性满载时分别为0.461%、0.459%和0.456%。

0.462%、

(a) 额定功率阻性负载

图3.25 逆变器双环PI-P控制系统负载突变响应(b) 额定功率阻感性负载

(100V/div, 100A/div, 0.01s/div)

图3.25为逆变器双环PI-P控制系统在负载满功率突变时的动态响应情况，电压变化量接近10%，调节时间约为0.4ms。相比于期望阻尼比ζ=0.8，自然频率ωn=2500时不超过6.6%的电压变化量，自然频率ω

n

=5500时系统的动态效果不是很理想。

(a) 负载电流峰值达额定峰值(b) 负载电流有效值达额定有效值图3.26 逆变器双环PI-P控制系统非线性负载时输出电压、负载电流波形

（100V/div, 100A/div, 0.01s/div）

图3.26为逆变器双环PI-P控制系统在非线性负载条件下输出电压、电流波形，图3.26(a)为非线性负载电流峰值超过逆变器额定负载电流峰值时的波形，电流峰值I0p=78.8A，波峰因子WCF=3.37，输出电压THD=0.58%；图3.26(b)为非线性负载电

32

流有效值超过逆变器额定负载电流有效值时的波形，电流峰值因子WCF=3.31，输出电压THD=0.78%。

I0p=172.8A，电流波峰

表3-2 双环PI-P控制和双环PI-PI控制仿真结果比较

性能指标（ζ=0.8）控制系统期望自然频率

（rad/s）

THD

空载

稳态误差THD

阻性半载

稳态误差

线性负载

阻性满载

稳态误差

阻感性半载阻感性满载

THD 稳态误差THD 稳态误差THD

逆变器双环PI-P控制

逆变器双环PI-PI控制

5500 0.462% 0.41% 0.461% 0.41% 0.459% 0.41% 0.460% 0.41% 0.456% 0.41% 8.52%

2500 0.473% 1.49% 0.469% 1.49% 0.466% 1.49% 0.467% 1.49% 0.460% 1.50% 7.18%

2500 3500 0.540%1.09%0.532%1.15%0.526%1.21%0.530%1.10%0.531%1.12%6.03%

4500

0.548% 0.504% 0.80% 0.56% 0.544% 0.500% 0.82% 0.57% 0.540% 0.503% 0.84% 0.58% 0.548% 0.498% 0.81% 0.56% 0.542% 0.497% 0.81% 0.56% 6.15%. 7.28%

突加阻性满载电压变化率

动态性能

突加阻感性满载电压变化率动态响应时间电流峰值

非线性负载

电流有效值达额定有效值达额定峰值

6.57% 6.86% 0.5ms 0.5ms 76.6 81.8 3.24 3.52 1.21% 0.97% 156.4 171.4

3.24

8.43% 9.93% 0.5ms 0.5ms 75.9 78.8 3.46 3.37 0.68% 0.58% 168.3 166.5 3.36

3.27

7.% 0.4ms 79.6 3.35 0.54% 172.8 3.31 0.71%

I0p(A) WCF THD I0p(A)

WCF 3.11 THD

1.83% 1.32% 0.94% 0.78%

33

综合上一节中的逆变器双环模拟控制系统仿真结果，可得到表统期望阻尼比ζ均为0.8。

PI-PI模拟控制系统仿真结果和本节所得的双环

PI-P

3-2所示的仿真结果比较，其中逆变器双环控制系

=0.8，ωn=2500rad/s时，

从表格3-2可以看出，在相同的极点配置情况下，即ζ而带非线性负载时，双环

逆变器双环PI-PI控制和逆变器双环PI-P控制带线性负载时效果都很好，且差别不大。

PI-PI控制的效果比双环PI-P控制时要好很多。在动态性能

方面，双环PI-PI控制效果略差于双环PI-P控制。

通过增大双环控制系统的期望自然频率，可以改善逆变器双环PI-P控制的非线性负载带载能力，当闭环系统ζ=0.8，ωn=5500rad/s时，其非线性负载带载能力与逆变器双环PI-PI控制在ζ=0.8，ωn=5500rad/s时的性能相当。但增大系统的期望自然频率使得动态性能有所下降，实际应用中应该折中考虑。

仿真表明逆变器双环

PI-PI控制的动、静态特性都比较好，控制器采用极点配置

的方法进行设计，设计步骤简单，有明显的优越性。

3.5 本章小结

本章首先对单相逆变器电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环两种双环控制系统进行了比较，然后介绍了电流内环采用电感电流瞬时反馈控制和负载扰动前馈补偿相结合的控制方式。

逆变器双环控制中外环电压调节器一般采用

PI调节器，内环电流调节器可以采

用PI调节器或P调节器。采用极点配置的方法设计控制器，分别对电压外环和电流内环同为PI调节器、电压外环为PI调节器，电流内环为P调节器两种控制方式进行仿真实验和比较，结果表明在相同的极点配置时，逆变器双环

PI-PI控制的非线性负

PI-P控制系统的

载带载能力比双环PI-P控制要好，并从输出阻抗的角度进行了分析。仿真结果表明逆变器双环PI-PI控制具有很好的动、静态特性。通过加大逆变器双环期望自然频率，可以改善其非线性负载带载能力。

34

4 实验结果与分析

4.1 主电路结构和参数

逆变器的主电路结构如图

2.1所示，直流电压送入桥式逆变电路，当对桥式逆变

PWM波,经LC滤波

电路中的四个IGBT开关管进行高频PWM控制时，桥臂也输出器滤波后输出交流电压。该逆变器参数如下：

输入直流电压：385V

额定输出电压：Uor=220V（RMS）额定输出电流：Ior=50A（RMS）输出频率：50Hz 滤波电感：L=0.43mH 滤波电容：C=140μF

非线性负载采用带滤波电感和滤波电容的二极管整流桥，如图

4.1所示。

Lr

Cr

uo

Rr

图4.1 非线性负载结构图

其中Lr=0.12mH，Cr=4700uF，Rr为变阻箱，根据实验情况的不同，一般取Rr=20--40Ω。

3.2节和3.3节中基于极点配置进行控制器设计时，公式的推导均是在电压和电流单位反馈的前提下进行的，实际应用时应考虑控制器参数的折算问题。

如图4.2电容电流内环电压外环控制系统实验方框图所示：

电压反馈系数为Kf1，

电流反馈系数为Kf2，Gv'和Gi'代表实际应用中由硬件电路实现的调节器。

35

图4.2 电容电流内环电压外环控制系统实验方框图　

经过等效变换，可得到如图

4.3所示的调节器部分的等效图，其中K表示逆变桥

等效为一个恒定增益的放大器，一般取波幅值。

K=Ud/Vcm，Ud为直流电压，Vcm为三角载

图4.3 控制系统调节器部分的等效图　

图4.4为采用单位反馈时的电容电流内环电压外环双环控制系统方框图，与图4.4中的调节器部分比较可得：

将图4.3

图4.4 单位反馈双环控制系统方框图　

Gv=Gv?Kf2/Kf1Gi=Gi/Kf2?K

'

'

（4-1）（4-2）

实际应用的时候，为避免纯积分引起的饱和问题，一般用一个大惯性环节代替积分环节，这样低频增益变成有限值，而转折频率以上增益保持不变。

36

以下实验均采用电容电流内环电压外环的逆变器双环控制方式。

4.2 逆变器双环PI-PI控制实验波形

针对本实验装置，逆变器双环K2p=18.82，K2i=156040。

此时闭环系统阻尼比ζ=0.8，自然频率ωn=2500。

PI-PI控制参数选取：K1p=0.5974，K1i=9.53，

图4.5 双环PI-PI控制时空载输出电压波形与谐波分析

(90V/div, 10ms/div)

图4.6 双环PI-PI控制时带22A负载输出电压、电流波形与谐波分析

(90V/div, 50A/div, 10ms/div)

图4.5是空载时的输出电压波形，此时的输出电压THD=0.406%。图4.6是带22A负载时的输出电压和电流的波形

，此时输出电压

THD=0.411%。图4.7是满载（52A）

37

时的输出电压和电流的波形，此时输出电压

THD=0.419%。

图4.7 双环PI-PI控制时带52A负载输出电压、电流波形与谐波分析

(90V/div, 50A/div,10ms/div)

（a）突加负载响应波形（b）突加时刻放大图

图4.8 双环PI-PI控制逆变器突加68%额定负载响应波形及其放大图

(100V/div, 50A/div,10ms/div)

图4.8(a)显示了逆变器双环PI-PI控制系统突加68%额定负载（34A）时的输出波形，图4.8(b)是将图4.8(a)突加时刻局部放大的图。响应波形的动态过渡过程约输出电压变化率约为7.6%，负载适应性强。

图4.9显示双环PI-PI控制逆变器带非线性负载峰值达到额定负载电流峰值时的响应波形：图

4.9(a)为负载电流峰值

I0p=71A，电流波峰因子

=3.2，输出电压

0.6ms，

THD=0.531%；图4.9(b)为负载电流峰值I0p=76A，电流波峰因子=4.9，输出电压

3的情况下，输出电压THD

THD=0.605%。可见在额定输出、负载电流波峰因子超过

38

较低，逆变起双环制能力。

PI-PI控制系统表现出对非线性负载引起的波形失真具有较强的抑

（a）WCF=3.2时输出电压、电流波形

（b）WCF=4.9时输出电压、电流波形

图4.9 双环PI-PI控制逆变器非线性负载响应波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

表4-1显示了逆变器双环PI-PI控制系统稳态输出电压数据，其中稳压精度等于实际输出电压与额定电压之差占额定电压的百分比，不同负载情况下稳压精度均在0.2%之内，稳态误差较小。

表4-1 逆变器双环PI-PI控制稳态输出电压数据

负载电流输出电压稳压精度

空载

10A 22A 34A 43A 52A

219.6V 219.9V 220.0V 220.1V 220.1V 219.8V -0.18% -0.05%

0

0.05%

0.05%

-0.09%

39

4.3 逆变器双环PI-P控制实验波形

4.3.1 阻尼比ζ=0.8，自然频率ωn=2500时的实验波形

图4.10 双环PI-P控制时空载输出电压波形与谐波分析

(100V/div, 10ms/div)

图4.11双环PI-P控制时带22A负载输出电压、电流波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div,10ms/div)

针对本实验装置，此时逆变器双环K1p=0.41，K1i=736.3，K2p=10.22；

PI-P控制参数选取：

图4.10是空载时的输出电压波形，此时的输出电压THD=0.654%。图4.11是带24A负载时的输出电压和电流的波形

，此时输出电压

THD=0.682%。图4.12是满载(52A)

时的输出电压和电流的波形，此时输出电压

THD=0.624%。

40

图4.12 双环PI-P控制时带52A负载输出电压、电流波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div,10ms/div)

图4.13为逆变器双环PI-P控制系统突加68%额定负载（34A）时的响应波形及突加时刻放大图，响应波形的动态过渡过程约性能较好。

0.9ms，输出电压变化率约为

8.4%，动态

图4.13 双环PI-P控制逆变器突加68%额定负载响应波形及其放大图

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

图4.14显示双环PI-P控制逆变器带非线性负载峰值达到额定负载电流峰值时的响应波形，此时负载电流峰值I0p=76A，电流波峰因子=3.1，输出电压 THD=1.154%。可知此时系统对非线性负载的适应能力比双环

PI-PI控制时要差些。

41

图4.14 双环PI-P控制逆变器非线性负载响应波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

表4-2显示了逆变器双环PI-P控制系统稳态输出电压数据，不同负载情况下稳压精度均在0.4%之内，稳态误差较小。

表4-2 逆变器双环PI-P控制稳态输出电压数据

负载电流输出电压

空载

10A 22A 34A 43A 52A

220.5V 220.4V 220.7V 220.0V 219.8V 219.6V

0.18%

0.32%

0

-0.09%

-0.18%

稳压精度 0.23%

4.3.2 阻尼比ζ=0.8，自然频率ωn=5500时的实验波形

此时逆变器双环PI-P控制参数选取：K1p=1.068，K1i=3544.8，K2p=22.604；

图4.15是空载时的输出电压波形，此时的输出电压THD=0.587%。图4.16是带23A负载时的输出电压和电流的波形

，此时输出电压

THD=0.638%。图4.17是满载(51A)

时的输出电压和电流的波形，此时输出电压

THD=0.656%。

图4.18显示双环PI-P控制逆变器带非线性负载峰值达到额定负载电流峰值时的响应波形，此时负载电流峰值I0p=72.4A，电流波峰因子=3.17，输出电压 THD=0.712%。可知此时双环PI-P控制系统对非线性负载的适应能力有较大提高。

42

图4.15 双环PI-P控制空载输出电压波形与谐波分析

(100V/div, 10ms/div)

图4.16 双环PI-P控制带22A负载时响应波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

图4.17 双环PI-P控制带51A负载时响应波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

43

图4.18 双环PI-P控制逆变器非线性负载响应波形与谐波分析

(100V/div, 50A/div, 10ms/div)

图4.19 双环PI-P控制逆变器突加68%额定负载响应波形及其放大图

(100V/div, 50A/div,10ms/div)

图4.19为逆变器双环PI-P控制系统突加68%额定负载（34A）时的响应波形及突加时刻放大图，响应波形的动态过渡过程约节中的实验结果相比，动态性能有所下降。

输出电压变化率约为9.2%，与4.3.10.7ms，

4.4 实验结果分析比较

逆变器双环PI-PI控制的实验结果表明当逆变器采用电容电流内环电压外环的双环控制，并且电流内环和电压外环均采用不同负载情况下的稳压精度均在

PI调节器时，稳态输出电压稳压精度高，

0.2%以内，稳态误差非常小。输出波形质量很好，带

线性负载时输出电压THD均不超过0.5%；带非线性负载时，在额定输出、负载电流

44

波峰因子接近5的情况下，输出电压THD不超过0.7%。系统的动态性能较好，在接近波峰时刻突加68%额定负载时，电压变化量不超过

从实验结果来看，电容电流内环和电压外环均采用能够达到较好的动、静态特性。

逆变器双环PI-P控制的实验结果表明电流内环采用

P调节器、电压外环采用

PI

8%，调节时间不超过1ms。PI调节器的逆变器双环控制

调节器的逆变器双环控制具有较好的稳态性能，与电流内环采用

PI调节器的双环控

制相比，在相同的极点配置的情况下，其抗非线性负载扰动能力要差些。

对于逆变器双环PI-P控制，增大系统的期望自然频率可以改善的抗非线性负载扰动特性，但动态性能有所下降。

与表3-2比较可知，实验结果基本接近仿真结果，表明基于极点配置的逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制能够达到较好的控制效果。

45

5 全文总结

5.1 本文的研究内容

CVCF逆变电源往往用于关键性场合，因此对其控制系统性能有比较高的要求：动态响应快，稳态输出电压精度高，输出电压波形畸变小，可靠性高，有一定的抗冲击能力和过载能力。本文主要研究了

PWM逆变器电流内环电压外环双闭环控制，通

过理论分析、仿真和实验，得出了一些有益的结论。全文主要包括以下内容：

（1）本文给出了基于状态空间和传递函数形式的数学模型，为后续实施逆变器控制提供了理论基础。分析了逆变器开环特性差的原因是空载阻尼比小及输出特性受负载影响大；指出了死区效应、PWM过调制、非线性负载是造成逆变器输出电压波形畸变的原因。

（2）本文从模型上分析了电容电流内环电压外环、电感电流内环电压外环和带负载电流前馈的电感电流内环电压外环这三种双环控制方式，

比较了它们各自在控制方

法上的优点和不足之后，选取了电容电流内环电压外环控制方式，并采用模拟控制进行后续研究。

依据电流内环所采用调节器的不同，分别讨论了电流内环采用环为PI调节器和电流内环、电压外环均为

P调节器、电压外

PI调节器两种双环控制方式。采用极点配

置的方法设计控制器参数，在闭环系统配置相同的阻尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较。仿真结果表明电流内环和电压外环均采用

PI调节器的

逆变器双环控制方式能够达到较好的动、静态特性，特别是其非线性负载带载能力较强；电流内环采用

P调节器、电压外环为

PI调节器的逆变器双环控制方式稳态性能

PI调节器的双环

较好，但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电压外环均采用

控制方式，理论分析和仿真结果表明通过增大控制系统的期望自然频率，其抗非线性负载扰动能力可以得到改善。

（3）基于理论分析和计算，在一台样机上进行电容电流内环电压外环的双环模拟控制实验，给出了上述两种双环控制方式下的实验波形，并对实验结果进行了分析和比较。

46

5.2 工作展望

本文中的逆变器双环控制在仿真和实验上均采用模拟控制，有的缺点：例如采用大量的分散元件和电路板

但是模拟控制存在固

,硬件成本高,可靠性低,系统的一致性较

差,器件存在老化和温漂现象等等。数字化控制是未来发展的趋势，因此数字双环控制，特别是针对三相大功率

PWM逆变器的数字双环控制是以后研究的重点。

47

致谢

本文的全部工作是在导师彭力副教授的指导下完成的，导师严谨细致的治学态度、渊博的学识、忘我的工作热情和平易近人的为人深深的感染了我，导师不但在工作上给予我细心的指导，在生活上也表现出无微不至的关怀。近三年来我的专业能力有了较大的提高，为人处事方面也有了长足进步，这与导师的细心指导和帮助是分不开的。导师的恩情永记于心！在此谨向导师致以最衷心的感谢，祝导师身体健康，事业顺利，家庭美满！

在此还要衷心感谢戴珂副教授，在研究生期间的工作和生活中也得到了他的悉心指导。非常感激他对我的认可和帮助，同时也要感谢他指出了我的缺点和毛病。在以后的工作和生活中我会时刻鞭策自己奋发向上，不辜负他对我的期望。

特别感谢张宇博士、周樑硕士、付洁硕士、丁干硕士、唐诗颖硕士和曾汉渝师傅在毕业设计过程中给予的帮助！

衷心感谢这三年来应用电子技术教研室的老师们对我的帮助，

他们是：陈坚教授、

康勇教授、段善旭教授、邹云屏教授、徐至新教授、李晓帆教授、杨荫福教授、熊蕊教授、林桦教授、张凯教授、熊健副教授、赵华明老师、杨莉莎老师、邹涛敏老师、吴艳红老师、邹旭东老师等。

感谢这三年来一起工作和学习过的同学们，他们是郝洪伟硕士、方华松硕士、高俊岭硕士、余浩硕士、刘永桥硕士、杨国权硕士、刘新明硕士、冯宇丽硕士、张业茂硕士，感谢他们给予我的帮助与支持。

最后要特别感谢我的父母，谢谢他们对我的支持和关爱！祝他们身体健康，快乐幸福！

48

参考文献

[1][2][3][4][5][6][7][8]

陈坚. 电力电子学—电力电子变换和控制技术

. 北京：高等教育出版社, 2002

黄俊，王兆安. 电力电子变流技术（第3版）. 北京：机械工业出版社，1994 林渭勋. 电力电子技术基础. 北京：机械工业出版社, 1990

J. D. V. Wyk, “Power Electronics Technology at the Dawn of a New Century achievements and Future ExpectationsB. K. Bose, Electronics1997

Ben-Brahim Lazhar. Poh Chiang Loh.

“Analysis and compensation of dead-time effects in three phase

PWM inverters”, IEEE-IECON’98, Part 2 (of 4), Aug 31-Sep 4 1998, vol.2: 792~797

“A comparative analysis of multiloop voltage regulation strategies

”, IEEE Transactions on Power Electronics, “A novel PWM scheme of voltage source

”, European Power Electronics Conference

“Waveform compensation

for single and three-phase UPS systemsvol.18, no.5, Sept. 1999: 1176~1185

”, IPEMC2000, Beijing, p.9-20

”, IEEE Transactions on Power

“Recent Advances in Power Electronics”ol.7, No.1, January 1992, p.2-15 , V

– Pa

Robert W. Erickson, Fundamentals of Power Electronics, Chapman & Hall, Ltd.,

[9]S. Ogasawana, H. Akagi, A. Nabae, inverter based on space vector theory

Record, Aachen, Germany, 19, p.1197-1202 [10]

Toshimasa Haneyoshi, Atsuo Kawamura, Richard G. Hoft, of PWM inverter with cyclic fluctuating loadsApplications, vol.24, no.4, July 1988, p.582-5 [11]

Ying-Yu Tzou, Rong-Shyang Ou, Shih-Liang Jung, Meng-Yueh Chang,

“High-performance programmable AC power source with low harmonic distortion using DSP-based repetitive control techniqueElectronics, vol.12, no.4, July 1997 [12]

A. V. Jouanne, P. N. Enjeti, D. J. Lucas, Feeding Nonlinear LoadsFebruary 1996, p.121-125 [13]

Ying-Yu Tzou, Shih-Liang Jung, Hsin-Chung Yeh,

“Adaptive repetitive control of

”,

PWM inverters for very low THD AC-voltage regulation with unknown loadsIEEE Transactions on Power Electronics, vol.14, no.5, Sep 1999, p.973-981

49

”, IEEE Transactions on Industry

”, IEEE Transactions on Power

“DSP Control of High-Power UPS Systems

”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.43, No.1,

[14][15]

R. C. Seals, W. S. Carter,

“Position feedback control with a ‘smart’ controller based on an FP

IEEE Colloquium on Stepper Motors and Their Control, 1994: 6/1-6/3

“The future of programmable logic and its impact on digital system

design”, IEEE International Conference on Computer Design: VLSI in Computers and Processors, 1994: 10~16 [16]

Tsai Wen-Inne, Sun York-Yih. 800~805 [17][18]

M. J. Ryan, R. D. Lorenz, capacitor current feedback and

“A high performance sine wave inverter controller with

‘back-EMF’ decoupling

“Analysis and design of a multiple

“Design and implementation of three phase HIPWM

”, IEEE-IECON’93, vol.2:

inverters with instantaneous and average feedback

”, IEEE-PESC’95: 507~51

Abdel Rahim Naser M., Quaicoe John E.

feedback loop control strategy for single-phase voltage-source UPS invertersTransactions on Power Electronics, v11, n4, Jul 1996: 532~541 [19]

Jung Shih-Liang, Chang Meng-Yueh, Jyang Jin-Yi. IEEE-PEDS’97, Part 1 (of 2): 344~349 [20][21]

Kawamura, T. Yoloyama.

“Comparison of five different approaches for real time

”, IEEE-IAS’90: 1005~1011

“Deadbeat microprocessor control of PWM

digital feedback control of PWM inverterK. P. Gokhale, A. Kawamura, R. G. Hoft. inverter for sinusoidal output waveform synthesisApplications, vol.IA-22, no.3,1988: 901~910 [22]

张凯. 基于重复控制原理的

CVCF-PWM逆变器波形控制技术研究：[博士学位

2000

”, IEEE Transactions on Power Electronics,

论文]。武汉：华中科技大学图书馆，[23]

Poh Chiang Loh.

“Design and implementation of

”,

an FPGA-based control IC for the single-phase PWM inverter used in an UPS

”

”, IEEE Transactions on Industry

“A comparative analysis of multiloop voltage regulation strategies

for single and three-phase UPS systemsvol.18, no.5, Sept. 1999: 1176~1185 [24]

BIMALK.K.BOSE. “An Adaptive Hysteresis-band Current Control Technique of a Voltage-fed PWM Inverter for Machine Drive SystemElectronics, VOL.37, NO.5, OCTOBER,1990: 402~408

”, IEEE Trans. On Industrial

”, IEEE

[25][26]

Haithem Abu-Rub. P. C. Loh. 1176~1185

“Predictive Current Control of Voltage-Source Inverters

Trans. On Industrial Electronics, VOL.51, NO.3, June 2004: 585~593

“A comparative analysis of multi-loop voltage regulation strategies for

”, IEEE Trans. on Power Electron, 2003, 18(9):

single and three-phase UPS systems

50

[27][28]

David G. Luenberger, “An introduction to Observers”, IEEE Transactions on

Automatic Control, VOL. ac-16, NO. 6, Dec. 1971: 596~601 张昌凡, 王耀南. 滑模变结构的智能控制及其应用3月, 21 (3),p.27-29, 44 [29][30][31][32]

王丰尧. 滑模变结构控制. 北京：机械工业出版社，1995年Keiju Matsui.

“A Pulsewidth Modulated Inverter with Parallel-connected Transistors

”. IEEE IAS-85: 1015~1019

“Parallel Operation of Voltage Source “Disturbance Observer Based Fully Digital

”, IEEE Trans. Power Electronics, Vol. 2000

by Using Current Sharing ReacrorsTakao Kawabata , Shigenori Higashino. Inverters

Tomoki Yokoyama, Atsuo Kawamura. 9, No. 5, September 1994: 473~480 [33][34][35][36]

刘豹，现代控制理论，第二版，机械工业出版社，

. 中国电机工程学报, 2001年

”, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol.24, No.2, 1988: 281~287

Controlled PWM Inverter for CVCF Operation

胡寿松. 自动控制原理（第三版）. 北京：国防工业出版社，1994 吴麒. 自动控制原理（上下册）. 北京：清华大学出版社，1992

郭卫农. CVCF-PWM VSI 输出波形瞬时控制技术研究：[博士学位论文]。武汉：华中科技大学图书馆，2001

[37][38]

林新春, 康勇, 陈坚等. UPS逆变电源波形补偿技术研究. 电气传动, 2002年, 6: 35~37

康勇. 高频大功率SPWM 逆变电源输出电压控制技术研究：武汉：华中科技大学图书馆，1994

[博士学位论文]。

[39]孔雪娟,王荆江,彭力等. 基于内模原理的三相电压源型逆变电源的波形控制技术中国电机工程学报, 2003, 23 (7): 67-70

.

[40]李剑. 单相400HzCVCF逆变器模糊—重复混合控制技术研究：[博士学位论文]。武汉：华中科技大学图书馆，2002

[41]高军, 赵向华, 杨旭等. 正弦波逆变器电压微分反馈控制策略的研究技术, 2000年, (10): 12~14

. 电力电子

[42]田保峡, 苏宏业, 褚健. 基于状态估计的PID控制器整定方法研究. 仪器仪表学报, 2000年10月, 21(5): 476~480

[43]孔雪娟. 全数字三相大功率逆变器及并联运行（硕士学位论文）图书馆，2002

，华中科技大学

51

[44]郭卫农, 陈坚. 基于状态观测器的逆变器数字双环控制技术研究学报, 2002年9月, 22(9): ~68

. 中国电机工程

[45]彭力基于状态空间理论的PWM逆变电源控制技术研究: [博士学位论文]。武

汉：华中科技大学图书馆，2004

52

附录1攻读硕士学位期间发表论文目录

1.何俊，彭力，康勇．PWM逆变器PI双环模拟控制技术研究．通信电源技术，2007，

（3）：30～32 署名单位：华中科技大学

53

附录2攻读硕士学位期间参加的主要科研项目

1.某型50KVA 50Hz三相数字控制逆变电源及其并联控制研究2.PWM逆变器PI双环模拟控制技术研究 (2006)

54

(2006)

PWM逆变电源双环控制技术研究

作者：学位授予单位：被引用次数：

何俊华中科技大学1次

本文读者也读过(1条）

1.白雪竹基于状态空间的PID/PID双环数字控制逆变器研究

[学位论文]2009

引证文献(1条）

1.郭志坚.于少娟.兖文字PWM逆变器双闭环控制的仿真研究

[期刊论文］-工业控制计算机 2013(8)

引用本文格式：何俊PWM逆变电源双环控制技术研究[学位论文]硕士 2007