LLC谐振变换器的研究

姓名：赵磊申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动

指导教师：郭育华

20080601

西南交通大学硕士研究生学位论文第１页摘要谐振变换器相对硬开关ＰＷＭ变换器，具有开关频率高、关断损耗小、效率高、重量轻、体积小、ＥＭＩ噪声小、开关应力小等优点。而ＬＬＣ谐振变换器具有原边开关管易实现全负载范围内的ＺＶＳ，次级二极管易实现ＺＣＳ谐振电感和变压器易实现磁性元件的集成，以及输入电压范围宽等优点，因而得到了广泛的关注。本文对谐振变换器的基本分类和各种谐振变换器的优缺点进行了比较和总结，并与传统ＰＷＭ变换器进行了对比，总结出ＬＬＣ谐振变换器的主要优点。并以４００ＷＬＬＣ谐振变换器为目标设计，ＬＬＣ前级使用ＡＰＦＣ电路，后一级是ＬＬＣ谐振变换器。首先，基于ＦＨＡ（基波分析法）的方法对ＬＬＣ谐振变换器进了稳态电路的分析，并详细阐述了ＬＬＣ谐振变换器在各个开关频率范围内的工作原理和工作特性。随后，文章详细比较了ＬＬＣ谐振变换器与传统的谐振变换器和半桥ＰＷＭ变换器不同之处。然后，文章分别采用分段线性法和扩展描述函数法建立了ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型。由于分段线性法建立的小信号模型仅考虑了ＬＬＣ谐振变换器工作在满负载的情况下，为了建立更具一般性的模型，论文又采用了扩展描述函数法建模，用以指导控制环路的设计。接着，论文对整个系统进行了综合设计。文章给出了ＡＰＦＣ部分的主电路和控制补偿回路的具体设计；同时，也做出了ＬＬＣ谐振变换器主电路的具体设计，而ＬＬＣ谐振变换器控制回路的设计，仍需要更深一步的研究，并需提出一种切实可行的设计方法。最后，采用Ｐｓｐｉｃｅ软件建立了仿真模型。仿真结果得出ＬＬＣ谐振变换器能在负载和输入电压变化范围都很大的情况下实现输出电压的稳定调节，并能实现场效应管和二极管的软开关，验证了理论分析的正确性；由于实验条件的，制作的实验电路板处于调试之中，希望进一步验证理论设计的正确性。关键词：ＬＬＣ谐振变换器；软开关；小信号模型西南交通大学硕士研究生学位论文第１Ｉ页ＡｂｓｔｒａｃｔＲｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｈａｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｏｆｈｉｇｈｅｒｏｐｅｒａｔｉｏｎｆｆｅｑｕｅｎｃｙ’ｌｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓ，ａｎｄｗｉｄｅｒｒａｎｇｅｏｆｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ，ｈｉｇｈｅｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｌｉｇｈｔｅｒｗｅｉｇｈｔ，ｓｍａｌｌｅｒｖｏｌｕｍｅ，ｌｏｗｅｒＥＭＩｎｏｉｓｅａｎｄｌｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇｗｉｔｈｔｈｅｓｔｒｅｓｓｃｏｍｐａｒｅｄｃａｎＰＷＭａｓｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．ＴｈｅｐｒｏｍｉｎｅｎｔｍｅｒｉｔｓｏｆＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂｅｓｐｅｃｉｆｉｅｄｆｏｌｌｏｗｓ，ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｆｕｌｌｌｏａｄｒａｎｇｅｏｆＺＶＳｆｏｒｐｒｉｍａｒｙｒｅｓｏｎａｎｔｓｗｉｔｃｈｅｓａｎｄＺＣＳｆｏｒｓｅｃｏｎｄａｒｙｄｉｏｄｅｓ，ｅａｓｙｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒａｎｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒａｎｄｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｐｅｒａｔｉｏｎ．Ｓｏ，ＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｏｂｔａｉｎｓｗｉｄｅｓｐｒｅａｄａｔｔｅｎｔｉｏｎｄｕｅｔｏｔｈｅａｂｏｖｅａｄｖａｎｔａｇｅｓ．ａｎｄｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄＴｈｅｂａｓｉｃｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｆｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｖａｒｉｏｕｓｐａｐｅｒ．Ｂｙｃｏｎｔｒａｓｔａｒｅｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓａｒｅｃｏｍｐｒｉｓｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄｉｎｔｈｅｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’ＳｗｉｔｈＰＭＷｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＬＬＣｍａｉｎａｄｖａｎｔａｇｅｓａｓｓｕｍｍａｒｉｚｅｄ．Ｔｈｅｐａｐｅｒｔａｋｅｓｔｈｅ４００ＷＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｔｈｅｏｂｊｅｃｔｄｅｓｉｇｎ．Ｔｈｅｐｅｒ－ｓｔａｇｅｉｓｔｈｅＡＰＦＣｃｉｒｃｕｉｔ，ａｎｄｌａｓｔ－ｓｔａｇｅｉｓｔｈｅＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅＥＦｉｒｓｔ，ｔｈｅｐａｐｅｒｃａｒｒｉｅｓｃｉｒｃｕｉｔｏｆＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｏｎｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｔｅａｄｙ—ｓｔａｔｅｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎＦＨＡｍｅｔｈｏｄ．ａｎｄｅｌａｂｏｒａｔｅｓＬＬＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’Ｓｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅａｎｄｏｐｅｒａｔｉｎｇｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｉｎｅａｃｈｒｅｓｏｎａｎｃｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｒａｎｇｅｉｎｄｅｔａｉｌ．Ａｆｔｅｒｗａｒｄ，ＬＬＣｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｈａｌｆｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｂｒｉｄｇｅＰＷＭｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅｃｏｍｐａｒｅｄｏｎｔｈｅｄｅｔａｉｌｅｄｅｌａｂｏｒａｔｉｏｎ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅｓｍａｌｌｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌｏｆＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｂｙｐｉｅｃｅｗｉｓｅ—ｌｉｎｅａｒｍｅｔｈｏｄａｎｄｅｘｐａｎｓｉｏｎｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｓｅｐａｒａｔｅｌｙ．ＡｓｔｈｅｓｍａｌｌｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌｏｆＬＬＣｐｉｅｃｅｗｉｓｅ—ｌｉｎｅａｒｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｂｙｔｈｅｅｘｐａｎｓｉｏｎｍｅｔｈｏｄｏｎｌｙｗｏｒｋｓｉｎｆｕｌｌｌｏａｄｓｉｔｕａｔｉｏｎ，ｔｈｅｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎｆｕｎｃｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｉＳｕｓｅｄｃａｎｔｏｅｓｔａｂｌｉｓｈａｍｏｒｅｖａｌｉｄｍｏｄｅｌ．Ｔｈｉｓｍｏｄｅｌｄｉｒｅｃｔｌｙｇｕｉｄｅｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍｉｓｃａｒｒｉｅｄｏｎ．ＴｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆＡＰＦＣ’Ｓｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｌｏｏｐａｒｅｇｉｖｅｎｉｎｔｈｅｐａｐｅｒ．Ｍｅａｎｗｈｉｌｅ，ｍａｉｎｎｅｅｄｆｕｒｔｈｅｒｃｉｒｃｕｉｔｏｆＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅａｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｇｉｖｅｎ．Ｂｕｔ，ｗｅｔｏｓｔｕｄｙａｎｄｓｈｏｕｌｄｐｒｏｐｏｓｅｐｒａｃｔｉｃａｌａｎｄｆｅａｓｉｂｌｅｍｅｔｈｏｄ西南交通大学硕士研究生学位论文ｅｓｔａｂｌｉｓｈｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｌｏｏｐｏｆＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．第１ＩＩ页Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｉＳｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｗｉｔｈＰｓｐｉｃｅ．ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｃｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃａｎｒｅａｌｉｚｅｔｈｅｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ，ａｗｈｅｎｔｈｅｌｏａｄａｎｄｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｃｈａｎｇｅｉｎｒｅａｌｉｚｅｗｉｄｅｒａｎｇｅ．Ｗｈａｔ’Ｓｍｏｒｅ，ｉｔｃａｎｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｏｆｍｏｓｆｅｔｓａｎｄｄｉｏｄｅｓ．Ｓｏ，ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓａｌｓｏｐｒｏｖｅｔｈｅｖａｌｉｄｉｔｙｏｆｔｈｅｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｌｉｍｉｔｅｄｂｙｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｃｏｎｄｉｔｉｏｎ，ｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｂｏａｒｄｉＳｓｔｉｌｌｏｎｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎｉｎｇ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；Ｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；Ｓｍａｌｌｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌ西南交通大学曲阐爻迥大宇学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于１．保密口，在年解密后适用本授权书；２．不保密凼，使用本授权书。（请在以上方框内打“√＂）学位论文作者签名：赵磊日期：２００９．６、之指导老师签日期：一）—口西南交通大学学位论文创新性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下进行研究工作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。本学位论文的主要创新点如下：（１）用Ｍａｔｌａｂ仿真得到ＬＬＣ谐振器的变比特性曲线，并对曲线进行了区域划分；（２）在考虑了变压器的情况下，用描述函数法对ＬＬＣ进行了小信号建模。西南交通大学硕士研究生学位论文第ｌ页第１章绪论１．１研究背景和意义电力电子技术作为一个学科仅有半个世纪的历史，因为它对国民经济有明显的作用而得到了国内外的普遍重视并得到了快速发展，以至目前所用的技术，无论在功率器件、．电路拓扑、控制方法和装置性能等方面都与初期有明显差别…。电力电子技术的发展可以分为以下几个阶段：１．功率器件的发展最早期的功率器件是晶闸管（ＳＣＲ），它是一种半控型器件，用它组成的电路简称半控型电路，基本特点是容量大，但电路结构复杂、开关频率低、功率密度和整机效率不高。ＧＴＲ的出现和应用，使电力电子电路由半控型转化成全控型，并不同程度上克服了ＳＣＲ电路存在的缺点，因而在中小功率领域出现了ＧＴＲ电路取代ＳＣＲ电路的局面。与功率场效应晶体管（ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴ）相比较，ＧＴＲ具有导通内阻低和阻断电压高的优点，但其输入特性却远逊色于ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴ。因为ＧＴＲ是一种电流控制器件，其开通增益仅为５—１０，这对大功率器件控制电路的制作工艺和电能消耗都是沉重负担。此外为了减低噪声，现代电源要求器件以超音频工作，但在硬开关状态下，ＧＴＲ的典型开关频率仅为５ｋＨｚ，这显然无法满足上述要求。ＭＯＳＦＥＴ是一种电压控制型器件，控制功率低，它同时又是一种高频器件，完全能在超音频硬开关环境中工作。最近，根据ＭＯＳ门控制概念发展起来的最新器件ＩＧＢＴ，其输入特性和开关频率与ＭＯＳＦＥＴ相似，而输出特性和开关容量则与ＧＴＲ相似。ＩＧＢＴ具备ＧＴＲ和ＰｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴ的优点，ＩＧＢＴ在电力电子领域得到了广泛应用２．模块化和功率集成电路（ＰＩＣ）的出现就内部结构而言，ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ都是功率集成器件（ＰＩＤ）。随着技术的发展，功率模块逐渐向智能化方向发展，即模块内部除主电路器件之外，还包含相应的各种接口电路、保护电路（含过流、过压和过热保护）和驱动电路，这种集成化的电路称为功率集成电路（ＰＩＣ）。西南交通大学硕士研究生学位论文３．脉宽调制（ＰＷＭ）控制技术的广泛应用第２页ＰＷＭ是诸多斩波控制方式中的一种，它维持开关周期恒定并通过功率器件的占空比控制输出量的大小，最初应用于直流变换电路（ＤＣ．ＤＣ），尔后这种方式与频率控制相结合，产生了适应于逆变电路（ＤＣ．ＡＣ）的控制技术。由于ＰＷＭ控制方式在ＤＣ—ＤＣ和ＤＣ．ＡＣ变换领域中表现出的优点，人们将它推广到了整流电路（ＡＣ．ＤＣ）和交流变换电路（ＡＣ．ＡＣ）中。４．高频化的趋势和软开关技术的发展提高开关频率可以使电路具有更高的功率密度和可靠性、低噪声和快速响应能力，因而高频化成为电力电子的一个发展趋势。但另一方面，开关器件的损耗与开关频率成正比，即频率越高，开关器件和电路的损耗越大，电路效率越低；除此之外，开关频率越高，电路所产生的电磁干扰（ＥＭＩ）也越强，对环境的污染也就越严重。为了提高电路效率，降低ＥＭＩ强度，可以采取以下两方面的措施：（１）设法缩短器件的开关时间，即研制出频率特性更优越的器件。众所周知，器件的开关时间越短，每次开关所消耗的能量越小。实施该措施的难点在于器件各项性能参数间的相互制约，因此，开关时间的缩短必然要受其它参数的。（２）设法改善器件在电路中的开关环境。电路中器件开关环境（指器件在电路中的开关运行条件）的优劣会直接影响到器件的开关损耗大小。如果能做到开关过程中器件电流和电压相位错位，就可以降低器件损耗。例如在零电压开通或是零电流下关断时，器件都不可能产生开关损耗，上述开关环境称为软开关环境。对器件所在电路进行改造以实现软开关的技术称为软开关技术。该技术是当今电力电子技术的前沿领域之一，迄今为止，实现软开关的主要措施有以下三种：（１）借助于电路控制信号的合理安排以实现软开关，此类电路泛称为控制型软开关电路；（２）在电路中增设缓冲电路以实现软开关，此类电路泛称为缓冲型号软开关电路；（３）在直流侧或是交流侧设置谐振电路以实现软开关，此类电路泛称为谐振型软开关电路。西南交通大学硕士研究生学位论文第３页１．２谐振型开关变换器国内外研究现状谐振型开关变换器是伴随着电力电子技术的发展趋势产生的。硬开关方式的效率会随着开关频率的提高而降低，解决该问题变得非常重要。８０年代初期，谐振变换器得到了快速的发展。作为一种软开关电路，谐振变换器能有效的解决高频率时的低效率问题，得到了国外的研究者关注和重视。最先得到发展是ＬＣ串联谐振变换器（ＳＲＣ）。这一时间的研究成果非常突出，优秀的论文非常多。在研究初期，一些学者给出了ＳＲＣ谐振变换器的拓扑结构【４。５】、稳定分析方法【６１、小信号分析【７１、控制方法【８‘９】和设计方法［ｔｏ－Ｉｌｌ；随后一些学者开始关注另一种拓扑结构ＬＣ并联谐振变换器（ＰＲＣ），研究了ＰＲＣ的拓扑结构【１２】、稳态分析方法【１３】、小信号模型【１４－１６］、控制方法［１７－１８］，也给了一些设计方法［１９－２１】。经过多年的研究，研究者己充分掌握ＳＲＣ和ＰＲＣ的工作特性，在对ＳＲＣ和ＰＲＣ进行变频控制时，它们都有比较突出的缺点。ＳＲＣ是空载不可调，轻载对频率不敏感；ＰＲＣ是谐振环路内的能量比较大，对变换器的效率有很大影响，另外，在输入电压较高时，开关损耗较大。一些研究者都想结合二者的优点，回避二者的缺点，想找到一种更优秀的拓扑结构［２２－２３】。在９０年左右，研究者提出多种谐振拓扑结构，都是多谐振电路（谐振网络不再是仅有ＬＣ构成的），有的是三阶的，也有四阶的，甚至更高阶的。最受研究者关注是ＬＣＣ谐振变换器。在９０年初期，进入了一个新的研究高潮。研究者对ＬＣＣ谐振变换器，进行深入的研究［２４－２８】。同样作为三阶的ＬＬＣ谐振变换器却没有得到充分重视，其原因如下：一方面，９０年代分布式电源系统的概念还没有被提出来，对于输入电压的变化问题没有足够关注；另一方面，ＬＣＣ谐振变换器在很窄的频率范围内能实现负载从满载到空载的调节，并能够实现软开关技术，保证了谐振变换器的效率。２０００年之后，分布式电源系统得到了广泛重视，输入电压在短时间内丢失时，仍能保证负载的正常工作，研究者开始重新研究ＬＬＣ谐振变换器［２９．３Ｉ】０３年之后，ＬＬＣ谐振变换器成为国内研究的热点１３２－３ｓ】。ＬＬＣ谐振变换器比传统的谐振变换器拓扑结构更为复杂，理论研究的难度增大。研究的热点主要集中在以下几个方面：（１）ＬＬＣ谐振变换器拓扑结构的研究，怎样合理选择参数，获得更优西南交通大学硕士研究生学位论文的工作性能；第４页（２）建立能够更容易理解和掌握，并能直接应用于补偿器设计的小信号模型；（３）实现更高的频率，进而提高功率密度，缩小变换器的体积。ＬＬＣ谐振变换器能在输入电压和负载变化范围都很大的情况下，有良好的电压调节特性。另外，ＬＬＣ谐振变换器中的ＭＯＳ管可实现ＺＶＳ，二极管可实现ＺＣＳ。正是因为ＬＬＣ谐振变换器具有这些特点，可在分布电源系统中得到广泛应用。ＬＬＣ谐振变换器是一种符合电源发展方向的拓扑结构，具有很强的研究价值。１．３研究内容本论文的研究内容如下：（１）采用ＦＨＡ（基频分量）法建立了ＬＬＣ谐振变换器的ＦＨＡ统一模型，然后利用该模型分析了ＬＬＣ谐振器的工作原理和工作状态：（２）ＬＬＣ谐振变换器与其它传统的谐振变换器进行了对比研究；另外，ＬＬＣ谐振变换器也与半桥ＰＷＭ变换器进行了对比研究；（３）分别采用分段线性状态空间法和扩展描述函数法建立了ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型。分段线性法建立的小信号模型仅考虑了ＬＬＣ谐振变换器工作在满负载的情况下，为了建立更具一般性的模型，论文又采用了扩展描述函数法建模，来理解和掌握ＬＬＣ谐振变换器的动态特性，并用以指导的控制环路的设计；（４）对整个系统进行了设计。系统由两级构成，第一级是Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ；第二级是ＬＬＣ谐振变换器。（５）用Ｐｓｐｉｃｅ软件进行了仿真验证，并制作了实验板。西南交通大学硕士研究生学位论文第５页第２章ＬＬＣ谐振变换器本章的主要内容是ＬＬＣ谐振变换器的稳态分析和工作特性分析。首先，采用基频分量法对电路建模，得到了ＬＬＣ谐振变换器的统一的ＦＨＡ模型；然后，据此模型求出电压转换比函数和输入阻抗函数，再由Ｍａｔｌａｂ软件仿真得到它们的函数曲线，并对ＬＬＣ谐振变换器的工作区域进行了划分；接着，分析和研究了ＬＬＣ谐振变换器的工作特性；最后，对ＬＬＣ谐振变换器与传统的谐振变换器、半桥ＰＷＭ变换器进行了对比研究。２．１稳态分析方法的选择谐振变换器的谐振网络有多种结构，只是谐振网络的不同而已。谐振变换器的一般拓扑结构如图２．１所示。等效电阻％图２．１谐振变换器的一般拓扑结构一般而言，图２．１中的谐振网络，有如图２．２所示的四种拓扑结构。ａ）ＬＣ串联谐振网络ｂ）ＬＣ并联谐振网络西南交通大学硕士研究生学位论文第６页ｄ）ＬＬＣ串联谐振变换网络图２－２谐振网络的四种拓扑结构谐振网络中的电容电压和电感电流在开关周期内的一个或多个时间阶段是按正弦变化的量。因此，广泛应用于传统ＰＷＭ类型的变换器的稳态分析方法一斜坡近似法对谐振变换器不再适用【３６１。为了对谐振变换器进行稳态分析，就需要寻求新的分析方法，最具代表性的两种方法是状态平面法（ＳｔａｔｅＰｌａｎｅＡｐｐｒｏａｃｈ）和基频分量法（ＦｉｒｓｔＨａｒｍｏｎｉｃＡｐｐｒｏｘｉｍａｔｉｏｎ）。状态平面法能够对谐振变换器进行准确的分析和建模，并能清晰表达谐振变换器的稳态和动态特性。但是，该方法计算和分析过程较为复杂。基频分量法可以将非线性的谐振电路化成正弦交流电路，采用正弦稳态电路的分析方法，使得分析和计算较为简化；另外，该方法能为实际工程提供切实可行的设计指导，并能清晰表达谐振变换器的稳态特性。其缺点在于它是对谐振变换器的一种近似建模，而不是准确模型。由于基频分量法计算简单，并能满足实际工程的需要，因此，本论文选择该法对谐振变换器进行稳态分析。２．２用基频分量法对ＬＬＣ谐振变换器建模基频分量法（ＦｉｒｓｔＨａｒｍｏｎｉｃａｐｐｒｏａｃｈ），假定功率经过谐振网络从电源传输到负载，只与电压和电流的傅利叶展开式中的基频分量相关。这种特性是与谐振网络的选择特性是一致的ｆ３９１。２．２．１ＬＬＣ谐振变换器的拓扑结构一个完整的ＬＬＣ谐振变换器主电路的拓扑结构如图２—３所示。把ＬＬＣ谐振变换器主电路模块化，可分为输入电源、开关网络、谐振网络、理想变压器、整流桥、滤波网络、负载。对谐振网络左边的和右边进行适应的处理就可得到统一的基频分量模型（ＦＨＡｃｉｒｃｕｉｔｍｏｄｅｌ）。西南交通大学硕士研究生学位论文第７页ｌＩｏ”Ｄ１，ＩＩ；上；』叶。ｌｌｌＩＤ２、．ｍ图２－３ＬＬＣ谐振变换器主电路的拓扑结构２．２．２开关网络的电路模型在图２－３中，Ｑ１、Ｑ２互补导通，各占５０％，正为开关周期，故Ｕｓ是幅值为Ｕｇ，周期为Ｚ的矩形波。Ｕｓ的波形如图２－４所示。’Ｔｓ／２Ｔｓ３Ｔｓ／２２Ｔｓ’ｔ７Ｕ。的表达式为：驴忙荔篓墨对Ｕｓ进行傅里叶级数展开得：七尼＝ＯＯ２２（２·１）ｌｌｓ＝＿二万。：ｌＥ……／、（２—２）式中，织＝２矾，ｚ＝％，ｃ是开关周期。西南交通大学硕士研究生学位论文“，的频普特性可用图２－５所示。第８页个１个小Ｊ。Ｚ瓢瓢瓢一图２－５“，的频普假定ＬＬｃ谐振变换器的工作频率在，２名万．厨附近，则ＬＬｃ谐振网络的频率响应特性如图２－６所示。Ｈ（ｊ０号ｓ３Ｌ靼ｊｆ图２－６谐振网络的频率响应特性结合图２．５和图２－６可知，谐振网络相当于滤波网络，只有“，的基频分量经谐振网络传送到负载侧，而“。中３，５，７，···次谐波无法通过谐振网络传送负载侧（这是由谐振网络的选择特性决定的）。故电源功率经过谐振网络传输到负载，只与电压和电流的傅利叶变换中的基频分量相关。易得“，的基频分量为：２—』“，ｌ＝羔ｓｉｎ（ｃｏ，ｔ）“ｊｌ’，－厂（２一一３）Ｌ。ｊＪ万ＬＬＣ谐振变换器右半部分电路如图２．７所示。将图２．７所示的电路用一个等效阻抗Ｚ叼代替，可表示为图２－８。西南交通大学硕士研究生学位论文第９页开Ｚ。。可表示为：Ｚｅｑ＝ＩＺｅｑＩＺＺｅｑ。若设／Ｚｅｑ＝矽，则开关网络的输出电‘ｌ＝甜，ｌ／Ｚｅｑ＝—羔ｓｉｎ（ａ），ｔ一妒）２Ｌｌ万×Ｉｚｅｑｓｉｎ（ｃｏ，ｔ一矽）（２－４）式中√订２看赢。当忽略Ｕ，中的３，５，７，···次谐波之后，并假定：直流电源输入到开关网络的直流平均功率等于开关网络输出的基波交流平均功率。输入电流‘的表达式为：卜』‘。圮筹饵＋％㈨，１，２，３，…ｌ。２ｈ即％…尼乏：互删，１，２’３，…，‘的波形为如图２－９所示。名７冬（２－５）“。Ｊ厶歹们／舱～≮图２－９ｉｇ的波形。西南交通大学硕士研究生学位论文输入电流ｉｇ的平均值为：第１０页＜ｐ＝ｉ２ｒｉｇ（州弘≯ｒ，Ｉ。，ｓｉ‘ｎ（ｃ％州）＝争ｌｃｏｓ矽（２－６）１经过以上分析，图２．３中的开关网络用一个二端口表示，可以得到它的一个等效电路模型，如图２．１０所示。‘＝ｔｌｓｉｎ（ｃｏｌ一咖２２，。ｇ２；』ｓｌｃｏｓ矽图２．１０开关网络的等效电路模型２．２．３整流桥和滤波网络的模型图２．３所示的整流桥采用的是变压器副边中心钳位的方法，为了便于分析，可用如图２一ｌｌ所示的电路来进行等效变换。≯ｉ＋ｖ酴ｌｉｆｅｃ产理想变压器新漓谣图２．１１等效电路一乡＜’俪．浦油吲绂、下面将整流桥和滤波网络放在一起，看成二端口网络。正弦量ｉ，。经过ＬＬＣ谐振网络、理想变压器后，得到电流ｆ俐，故输入到整流桥中的电流ｋ是一正弦量。ｋ可表示为：西南交通大学硕士研究生学位论文第１１页（２－７）ｌ‘ｒｅｃｔ＝乙ｓｉｎ（ａ，ｓｔ一０）其中臼是Ｕ，。与ｋ的相位差由于滤波电容Ｃ，取值很大，构成低通滤波器，因此，Ｕ。中频率为ｆ的交流分量可以忽略。由斜坡近似法得：Ｕｏ＝Ｕｏ，ｉｏ＝Ｉｏ（２·８）电流ｆ。ｄ是一正弦量，当ｆ删过零时，整流桥中的二极管换流，与此同时“…反相。也就是说：若Ｄｌ，Ｄ３导通（１’ｒｅｃｔ在正半周期时），Ｕｒｅｅｆ＝Ｕｏ；若Ｄ２，Ｄ４导通（ｆ。ｄ在负半周期时），“删＝一Ｕｏ。因此，“删与ｉ删是同相位的。整流桥输入侧的电流ｆ枷和电压“删波形如图２－１２所示。图２－１２电流ｚ。ｃｆ：：ｌ：口电雎“，Ｐｃｆ的、彼彤对Ｕｒｅｃｔ进行傅利叶分解得：‰＝等删Ｅａ，。…裂１咧卅Ｕｒｅｃｔ中的３，５，７，···谐波。作如下近似：（２－９）Ｕｒｅｃｔ加在谐振网络的输出端口，由于谐振网络频率响应特性，可以忽略“删兰“删ｌ：丝ｓｉｎ（织ｆ一秒）：ｕ删１ｓｉｎ（皱ｆ一目）式中，“旭ｄ。７黾Ｕｒｅｃｔ的基频分量；幅值吒“，：＿４Ｕ＿ｏ。整流桥的输出电流Ｉｉ腭ｄ（２．１０）ｌ，通过Ｃ０滤波，故没有直流分量流过ｃｏ，ｌｉｒａｑｉ（ｔ）ｌ中的直流分量等于负载的稳态电流厶。即：小号Ｆｈ“胁＝号ＰＩｓｉｎ（织棚陋知Ｉｒｅｃｔ㈦…西南交通大学硕士研究生学位论文第１２页由于“删。和输入电流ｆ删是同相位的，所以对于谐振网络，整流桥左侧可等效成电阻Ｒ，ｑ，即：耻等２孝２。砉·≥２吾咄耻等＝芬＝。瓣＝扣ｉｒｅａ一……．一ｉＩｏ（２·１２）整流桥和滤波网络放在一起可建立一个等效模型，如图２．１３所示。图２．１３整流桥和滤波网络等效电路模型２．２．４交流谐振网络的模型此处的交流谐振网络包括ＬＬＣ谐振网络和理想变压器。通过前面的分析，ＬＬＣ谐振变换器的主电路，已简化成正弦交流电源通过交流谐振网络，来驱动纯阻性负载的电路。此电路在复频域内，可根据线性电路进行求解。如图２．１４所示。图２．１４线性电路图２—１４中的交流谐振网络的二端口模型，可以通过电压传递函数Ｈ（ｓ）和输入阻抗乙（ｓ）来定义。西南交通大学硕士研究生学位论文交流谐振网络的输入阻抗Ｚ加（５）为：第１３页交流谐振网络的电压传递函数为：ｎ２Ｒｅｑ一瑞２丢’习Ｌ丽ｐｓＩＩＴＴ乙（ｓ）＝‘ｓ＋％Ｊ＋￡ｐＳｆＩｎ２Ｒ，ｇ（２－１３）＝去‘等’㈦…（２—１５）则Ｕｒｅｃｔ。的幅值∽州。与Ｕ，，的幅值虬。比值为：专孚＝日（ｓ）吲填…一Ｊ“ｓ另外，ｋ（ｓ）用Ｈ（ｓ）表示为：．洲＝掣＝百Ｕｓｌ（Ｓ）删（２－１６）屯ｄ（ｊｃｏ）的幅值Ｌｄ为：ｋ＝等＝半峨（２－１７）交流谐振网络的传递函数的模型求得后，接下就可以建立ＬＬＣ谐振变换器统一的ＦＨＡ模型。２．２．５统一的ＦＨＡ模型经过上面的分析，把ＬＬＣ谐振变换器中的直流输入电源，开关网络模型、整流桥和滤波网络模型、谐振网络模形、负载用统一的ＦＨＡ模型表示为图２．１５。＋Ｕ，图２．１５统一的ＦＨＡ模型西南交通大学硕士研究生学位论文２．３第１４页ＬＬＣ谐振变换器工作区域的划分建立了ＬＬＣ谐振变换器统一的ＦＨＡ模型，利用该模型，可计算出谐振网络电压转换比和谐振网络的输入阻抗。２．３．１谐振网络电压转换比为了分析和设计的方便性，以下采用标么制来进行分析和计算。参照图２一１５的标示，定义如下几个量：选圪＝匕，以＝，＝２万厨，兄＝，ｚ２足。，则交流谐振网络的电压转换比Ｕ删Ｌ／／Ｕｇ∥２锈…等～旧∽）｜频率（２－１８）厂ＩＩＩＩ（２．１９）ｆ一，定义，Ｉ皆振网络的属陛阻抗为ｚｏ＝％吲ｔ＝丽１（２－２０）则谐振网络的品质因数：互嵋定义：每Ｋ：Ｌｒ‘／Ｌｐ鱼鼽●一Ｒ（２．２１）（２．２２）把（２－１４）、（２．１８）、（２．１９）、（２－２０）、（２。２１）、（２—２２）代Ｘ（２．１６）得：西南交通大学硕士研究生学位论文第１５页∥∥Ⅸ’Ｑ）＝三厅砺忐秀厅当取Ｋ＝０．２５时，Ｍ宰关于变量厂＋，Ｑ如图２－１６所示。∽２３）图２．１６Ｍ木关于变量厂＋，Ｑ的特性曲线从图２．１６中可观察到：曲线中的右侧部分，输出电压与频率和输入电压成反比。实际设计中的ＬＬＣ谐振变换器的工作区域内，都满足这种关系。２．３．２谐振网络的输入阻抗ｚ，。＝ｙ２班，＋两１＋，１２Ｒ叼∽班ｐ乙。用标么制表示为：（２＿２４）乙＋扩心妒引Ｑ兹坝产≠＋巍…２７，舯，ｚ只＝肛西南交通大学硕士研究生学位论文第１６页图２．１７输入阻抗的特性曲线输入阻抗的特性曲线，能反应出输入电压和输入电流的相位关系，只有输入电流的相位滞后输入电压的情况下，ＬＬＣ谐振变换器才能保证ＭＯＳ管实现ＺＶＳ。２．３．３工作区域的划分由图２。１７可得峨在丘＜厶＝∥名万、而这个区域内，输入电，‘“、。ｒ、ｒ压是滞后输入电流的，输入阻抗呈现容性，在这个区域内，ＭＯＳＦＥＴ无法实现ＺＣＳ，我们把这个区定义为区域３；在ｆ＞ｚ＝，＝彤仃盯这个区域内，输入电压是超前于输入电流的，输入阻抗呈现感性，在这个区域内，ＭＯＳ管一定能实现ＺＶＳ，我们把这个区域定义为区域ｌ；但在厶＜六＜Ｚ区域内，输入阻抗既可能呈现容性，也可能呈现感性，ＭＯＳ管在这个区域只有部分区域可实现ＺＶＳ，在这区域中能实现ＺＶＳ的部分六≤六≤Ｚ我们定义为区域２。因此对应于Ｍ＋关于厂＋与Ｑ的特性曲线也相应的划分为了３个工作区域。为了实现更高的开关频率，保证谐振变换器的效率，那么，ＬＬＣ谐振变换器要在任何工作频率下始终能保证ＭＯＳ管能实现ＺＶＳ。故，ＬＬＣ谐振西南交通大学硕士研究生学位论文变换器应工作在区域１和区域２。第１７页２．４ＬＬＣ谐振变换器的工作状态分析ＬＬＣ谐振变换器的工作状态相对其它一些谐振变换器要复杂一些，其主电路如图２．１８所示。Ｉ、砷．‰Ｃｒ谐振网络有两个谐振频率：¨。∑＝：筇７～≮瓤ｃ，ＩＩ１图２－１８ＬＬＣ谐振变换器的主电路一个谐振频率是由三，、Ｃ，构成的谐振网络的频率：另一个谐振频率是由￡，、Ｃ，、工。构成的谐振网络的频率：驴肛历赢（２－２７）仁肛赢（２－２６）有公式（２．２６）与（２－２７）比较可知，ｆｒ＞∥。其中，ｆ是最理想的工作点，在后面的分析中给具体的解释。在研究ＬＬＣ谐振变换器的工作特性之前，为了简化问题，首先假定Ｑ１与Ｑ２之间没有死区时间，各占５０％Ｔ。交替工作。２．４．１在区域２时的工作状态ＬＬＣ谐振变换器开关频率工工作在六≤Ｚ≤，时，其工作波形如图２—１９所示，工作过程具体分析如下。西南交通大学硕士研究生学位论文、Ｚ第１８页｜／。《≯夕ｒ／Ｔ２’丁３丁０入｜：ｉＴ６。，。ｆ．／１．ＴＯ—Ｔｌ时间段帑◇．／。？、．ｔ／七您、．／．，，、ｔ图２．１９区域２的工作波形ＴＯ（Ｏ＋）时刻，Ｑ２关断。但此时谐振电感三，的电流ｉ：，为负，这个电流将通过Ｑ１的体二极管继流，这样就为Ｑｌ创造了ＺＶＳ的条件。因此Ｑ１的门极驱动信号应该在这个时间段加上。当谐振电感ｔ的电流屯从Ｑｌ的体二极管流过时，屯，开始增大（较大的负值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄｌ和Ｄ３导通，输出电流ｆ。增加。这时，变压器二次侧直接与输出电压Ｕ。联结，输出电压Ｕ。就对Ｌｐ进行充电，使励磁电感Ｌｐ的电流ｉ，。线性增加。２．Ｔ１一Ｔ２时间段Ｔ１时刻，谐振电感三，的电流０变正，Ｑｌ开始导通。这个时刻之后ｉ￡，呈正弦波形变化。Ｄ１、Ｄ３继续导通，变压器的副边侧被Ｕ。钳位，输出电压Ｕ。继续对Ｌｐ充电，励磁电感Ｌｐ的电流ｆ。。继续线性增加。直到Ｔ２（０一）时刻，ｉｔ．ｒ＝ｔ’Ｌｐ（ｉ幻达到了正的最大值），输出电流ｉ。就变成了０，这样就为Ｄ１的ＺＣＳ创造了条件。３．在Ｔ２一Ｔ３时间段在这个时间段，谐振电感三，的电流ｆｈ始终和励磁电感Ｌｐ的电流ｉ：。相等，输出电流乞等于０。由Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４构成的整流桥反向偏置，这样输出电压Ｕ。就和变压器分离。因此，在这个时间段Ｌｐ参与到了谐振之中，整个谐振环节由Ｌｒ、Ｃ，、Ｌｐ共同构成。在Ｔ３（０－）时刻，Ｑ１关断。西南交通大学硕士研究生学位论文４．在Ｔ３一Ｔ４时间段第１９页Ｔ４（Ｏ＋）时刻，Ｑｌ关断，但是此时谐振电感三，的电流０为正，这个电流将通过Ｑ２的体二极管续流，这样就为Ｑ２的ＺＶＳ创造了条件。而Ｑ２的门极驱动信号要在这个时间段加上。当谐振电感三，的电流ｉ厶从Ｑ２的体二极管流过时，屯，开始减小（较大的正值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄ２和Ｄ４导通，输出电流屯增加。与此同时，变压器二次侧直接与输出电压一Ｕ。相联结，这样输出电压Ｕ。就对Ｌｐ反向充电，使励磁电感Ｌｐ的电流ｉ幻线性减小。５．Ｔ４一Ｔ５时间段Ｔ４（Ｏ＋）时刻，谐振电感￡，的电流ｉ厶变负，Ｑ２开始导通。在这个时间段内，ｉ，，呈正弦波形变化。Ｄ２、Ｄ４继续导通，变压器的副边侧被一“。钳位，输出电压Ｕ。继续对Ｌｐ反向充电，励磁电感Ｌｐ的电流ｉ幻继续线性减小。直到Ｔ５（Ｏ一）时刻，０＝ｉ幻（ｔ。Ｌｐ达到了负的最大值），输出电流乞就变成了Ｏ，这样就为Ｄ１的ＺＣＳ创造了条件。６．Ｔ５一Ｔ６时间段在Ｔ５－－Ｔ６这个时间段，谐振电感三，的电流ｚ。，始终和励磁电感Ｌｐ的电流ｉ幻相等，输出电流屯等于０。由Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４构成的整流桥反向偏置，这样输出电压Ｕ。就和变压器分离。因此，在这个时间段Ｌｐ参与到了谐振之中，整个谐振环节就由Ｌｒ、Ｃ，、Ｌｐ共同构成。在Ｔ６（０－）时刻，Ｑｌ关断，新的周期开始。这就是一个周期内的六个工作状态，以后的周期就不断重复这六个状态。２．４．２在区域１时的工作状态ＬＬＣ谐振变换器开关频率工工作在ｆ≥，时，其工作波形如图２—２０所示，工作过程具体分析如下。西南交通大学硕士研究生学位论文第２０页Ｚ丁Ｏ么／Ｔ２Ｉ（Ｄ１）丁胗Ｎ加｛～．ｉＴ１虿＼＼．＼７’４一～ｚ／。八＼／‘７／Ｉ（Ｄ２）ｙ。／图２－２０区域ｌ的工作波形１．在ＴＯ—Ｔ１时间段ＴＯ（０＋）时刻，Ｑ２关断。但此时谐振电感三，的电流ｉ。，为负，这个电流将通过Ｑ１的体二极管继流，这样就为Ｑ１创造了ＺＶＳ的条件。而Ｑ１的门极驱动信号应该在这个时间段加上。当谐振电感上，的电流０从Ｑ１的体二极管流过时，屯开始增大（较大的负值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄ１和Ｄ３导通，输出电流ｉ。增加。与此同时，变压器二次侧直接与输出电压Ｕ。联结，这样输出电压Ｕ。就对Ｌｐ进行充电，励磁电感Ｌｐ的电流么线性增加。２．在Ｔ１一Ｔ２时间段Ｔ１（０＋）时刻，谐振电感￡，的电流ｉ。，变正，Ｑ１开始导通。从这个时刻起０呈正弦波形变化。Ｄ１、Ｄ３继续导通，变压器的副边侧被Ｕ。钳位，输出电压Ｕ。继续对励磁电感Ｌｐ充电，励磁电感Ｌｐ的电流ｉ功继续线性增加。注意，在Ｔ２（０一）时刻，电流ｉＬｐ达到了正的最大值，但ｉ幻＜ｉ厶，此时的输出电流‘不再是０，Ｄ１、Ｄ３中流过的电流也不为０，这样Ｄ１、Ｄ３的ＺＣＳ的条件就不再具备了。３．在Ｔ２一Ｔ３时间段Ｔ２（０＋）时刻，Ｑｌ关断，但是此时谐振电感￡，的电流ｉＬ，为正，这个电流将通过Ｑ２的体二极管续流，这样就为Ｑ２的ＺＶＳ创造了条件。而Ｑ２的门极驱动信号要在这个时间段加上。当谐振电感三，的电流ｉ助从Ｑ２的体二极管流过时，０开始减小（较大西南交通大学硕士研究生学位论文第２１页的正值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄ２和Ｄ４导通，输出电流乞增加。与此同时，变压器二次侧直接与输出电压一Ｕ。联结，这样输出电压Ｕ。就对Ｌｐ进行反向充电，使励磁电流么线性减小。４．Ｔ３－－Ｔ４时间段Ｔ３（Ｏ＋）时刻，谐振电感三，的电流ｉｈ变负，Ｑ２开始导通。这个时刻之后，ｉ，，呈正弦波形变化。Ｄ２、Ｄ４继续导通，变压器的副边侧被一Ｕ。钳位，输出电压Ｕ。继续对Ｌｐ反向充电，励磁电流也继续线性减小。注意，在Ｔ４（０一）时刻，ｉ功达到了负的最大值，但ｉ印≠０，此时的输出电流Ｉｏ不再是０，Ｄ２、Ｄ４中流过的电流也不为０，这样Ｄ２、Ｄ４的ＺＣＳ的条件就不再具备。２．４．３在谐振点，ｆｌ勺－ｒ作状态ＬＬＣ谐振变换器开关频率，工作在ｆ＝，时，其工作波形如图２—２１所示，工作过程具体分析如下。ＪＬｆ‘渺ｊｊ今’１０参》／ｒ２丁心。纱Ｊ～ｆ．／≥．７阚．．７ｌ图２．２１谐振点的Ｔ作波形１．在ＴＯ—Ｔ１时间段在ＴＯ（０＋）时刻，Ｑ２关断，但此时谐振电感三，的电流ｉＬ，为负，这个电流将通过Ｑ１的体二极管继流，这样就为Ｑ１创造了ＺＶＳ的条件。而Ｑ１的门极驱动信号应该在这个时间段加上。西南交通大学硕士研究生学位论文第２２页当谐振电感三，的电流０从Ｑｌ的体二极管流过时，Ｉ（Ｌｒ）开始增大（较大的负值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄ１和Ｄ３导通，输出电流ｆ。增加。与此同时，变压器二次侧直接与输出电压Ｕ。联结，这样输出电压Ｕ。就对Ｌｐ进行充电，使励磁电感Ｌｐ的电流么线性增加。２．在Ｔ１一Ｔ２时间段Ｔ１（Ｏ＋）时刻，谐振电感三，的电流ｉ。，变正，Ｑ１开始导通。这个时刻之后，ｆ，，呈正弦波形变化。Ｄ１、Ｄ３继续导通，变压器的副边侧被Ｕ。钳位，输出电压Ｕ。继续对Ｌｐ充电，励磁电感Ｌｐ的电流ｆ：。继续线性增加。直到Ｔ２（Ｏ－）时刻，ｉ厶＝ｔ＋Ｌｐ（么达到了正的最大值），输出电流乞就变成了Ｏ，这样就为Ｄ１和Ｄ３的ＺＣＳ创造了条件。３．在Ｔ２一Ｔ３时间段Ｔ２（Ｏ＋）时刻，Ｑ１关断，但是此时谐振电感三，的电流ｆ，，为正，这个电流将通过０２的体二极管续流，这样就为Ｑ２的ｚｖｓ创造了条件。而Ｑ２的门极驱动信号要在这个时间段加上。当谐振电感三，的电流屯，从Ｑ２的体二极管流过时，ｔ，开始减小（较大的正值向零靠近），这样使变压器副边的二极管Ｄ２和Ｄ４导通，输出电流ｆ。增加。与此同时，变压器二次侧直接与输出电压一Ｕ。联结，这样输出电压Ｕ。就对Ｌｐ反向充电，使励磁电感Ｌｐ的电流ｉ：。线性减小。４．Ｔ３一Ｔ４时间段Ｔ３（Ｏ＋）时刻，谐振电感三，的电流ｆ，，变负，Ｑ２开始导通。这个时刻之后，ｉ，，呈正弦波形变化。Ｄ２、Ｄ４继续导通，变压器的副边侧被一Ｕ。钳位，输出电压Ｕ。继续对Ｌｐ反向充电，励磁电流Ｉ（Ｌｐ）继续线性减小。直到Ｔ４（Ｏ一）时刻，屯＝０（ｉ印达到了负的最大值），输出电流屯就变成了０，这样就为Ｄ１的ＺＣＳ创造了条件。２．５ＬＬＯ谐振变换器与其它变换器的比较在本节中，通过对比研究ＬＬＣ谐振变换器与传统的谐振变换器、半桥西南交通大学硕士研究生学位论文ＰＷＭ变换器，总结出了ＬＬＣ谐振变换器的诸多优点。第２３页２．５．１谐振变换器之间的对比研究谐振变换器的类型较多，在这里只研究几种具有典型意义的拓扑结构。传统的谐振变换器的拓扑结构，主要有以下三种拓扑结构：串联谐振变换器（ＬＣ串联，又称ＳＲＣ）、并联谐振变换器（ＬＣ并联，又称ＰＲＣ）、串并联谐振变换器（ＬＣＣ串并联，又称ＳＰＲＣ）。这三种拓扑结构的谐振变换器，工作特性上都有明显的缺点，具体分析如下。１．ＬＣ串联谐振变换器，如图２．２２所示。筇…］琢砷㈨．。。ｋｌ‘。‘＜３ｃＤＩＩＴｊ图２．２２ＬＣ串联谐振变换器这种拓扑结构存在的主要问题如下：（１）轻载时电压调节困难，基本不可调节；（２）较高的循环能量；（３）在输入电压较高的情况下，器件的关断电流较大。２．ＬＣ并联谐振变换器，如图２．２３所示。·、筇…音靴图２．２３ＬＣ并联谐振变换器砷殳．。。ｋ』４ｊ、Ｔｊ西南交通大学硕士研究生学位论文这种拓扑结构存在的主要问题如下：（１）循环能量较大；（２）在输入电压的较大的情况下，器件的关断电流较大。３．ＬＣＣ串并联谐振变换器，如图２．２４所示。第２４页两…］科乙肆㈧。。Ｙ、＿Ｌ——ｒ’Ｊ。４』３Ｔｊ图２－２４ＬＣＣ串并联谐振变换器这种拓扑结构存在的主要问题是输入电压在较宽的范围内变化时，随着输入电压的增大，开关器件的导通损耗和开关损耗也随之增大。４．ＬＬＣ谐振变换器由于传统的拓扑结构的缺点，要想实现高效率，更高的开关频率，就需要寻求其它的拓扑结构，最近几年，由ＬＬＣ构成的谐振网络（这种变换器，也称作ＬＬＣ谐振变换器），成了人们研究的热点，它的一种主流拓扑结构，如图２．２５所示。筇…舔ｔ。，～Ｉ砷妣留∑＝：ｃＤｌＩ１图２．２５ＬＬＣ谐振变换器ＬＬＣ谐振变换器与传统的谐振变换器相比，将有以下几个优点：（１）负载从满负载（ｆｕｌｌｌｏａｄ）到零负载（ｚｅｒｏ—ｌｏａｄ）变化时，都能实现ＺＶＳ（对ＭＯＳ管而言，ＺＶＳ最好），器件的开通损耗较小；（２）器件的关断电流，能控制在较小值，进而减小了器件关断损耗；（３）副边二极管可实现ＺＣＳ，不存在反向恢复的问题，ＥＭＩ小；（４）在输入电压变化范围较大时，仍能实现输出电压的稳定调节。西南交通大学硕士研究生学位论文第２５页由此可看出，ＬＬＣ谐振变换器与传统的谐振变换器相比较，能应用于负载变化范围大、输入电压变化范围大的场合，并能实现软开关。因此，ＬＬＣ谐振变换器是一种优异的拓扑结构。２．５．２ＬＬＣ谐振变换器与半桥ＰＷＭ变换器的比较半桥ＰＷＭ变换器是通过调节开关管的占空比来调节输出电压，到目前为止，已经发展的相当成熟，并得到了广泛运用。半桥ＰＷＭ变换器（如图２．２６所示）与谐振电路的拓扑结构相似，区别在控制方式上。谐振变换器的控制方式是变频控制，是软开关方式，而半桥ＰＷＭ的控制方式是ＰＷＭ方式，是硬开关方式。Ｑ１ｈ、广‰Ｄ、．１一＜十布…ｃ，｛熟Ｓ＝｛ｃＤｌｌｌ１图２－２６半桥ＰＷＭ变换器下面从以下几个方面比较ＬＬＣ谐振半变换器和半桥ＰＷＭ变换器：（１）控制方法的对比半桥ＰＷＭ变换器是在固定开关频率的状况下，通过控制开关管的占空比来调节输出电压。当输入电压变化范围比较大时，开关管的占空比变化范围也比较大。而ＬＬＣ谐振变换器则是在保持开关管占空比不变的情况下，通过控制开关频率来调节输出电压，不存在输入电压范围宽时占空比严重偏离的情况。另一方面，当输入电压增大时，谐振回路电流峰值却会减小，使得开关管通态损耗、关断损耗都减小，所以ＬＬＣ谐振变换器非常适合应用在输入电压变化范围大的场合。（２）变压器的对比由于ＬＬＣ谐振变换器中的串联谐振电感Ｌｒ和并联谐振电感Ｌｐ，可以用变压器的漏感及励磁电感来实现，能大大减小变换器的体积，能减小寄生参数对变换器的不利影响。而半桥ＰＷＭ电路（特别是在高频场合），无法解决西南交通大学硕士研究生学位论文第２６页变压器漏感无法做小的问题。（３）输出整流二极管电压应力的对比半桥ＰＷＭ变换器副边侧的整流二极管的耐压分别为哆‘和哆仁Ｄ，所以当占空比Ｄ偏离Ｏ．５较远时，其中一个二极管的耐压要求会非常高。而在相同条件下，ＬＬＣ谐振变换器中整流二极管上的电压应力要小的多，因为ＬＬＣ谐振变换器中整流二极管的电压被钳位在输出电压的幅值上，不随输入电压的变化而变化。（４）输出整流二极管的对比半桥ＰＷＭ变换器的整流二极管是硬关断，存在着严重的反向恢复损耗，ｄｉ／ｄｔ很大。而ＬＬＣ谐振变换器工作在区域２时，整流二极管是零电流关断（ｚｃｓ），不存在反向恢复问题，所以损耗比较小，能大大提高变换器效率。２．６本章小结本章通过分析和比较，选定了ＦＨＡ方法对ＬＬＣ谐振变换器进行稳态分析。然后，采用ＦＨＡ方法对ＬＬＣ谐振变换电路建模，得到了ＬＬＣ谐振变换器的统一模型，并据此模型求出了变比Ｍ的函数方程和输入阻抗的函数方程。由两个方程，通过Ｍａｔｌａｂ软件仿真后得出二者的曲线图，这对指导ＬＬＣ谐振变换器的设计是非常有意义的。紧接着，分析了ＬＬＣ谐振变换器在区域ｌ和区域２的工作状态以及在谐振点的工作状态，便于清晰的理解ＬＬＣ谐振变换器的工作原理和工作过程。最后，论文归纳和总结出了各类型谐振变换器的优缺点，并由此得出了ＬＬＣ谐振变换器独特的优点。通过对比研究ＬＬＣ谐振变换器与半桥ＰＷＭ变换器，得出ＬＬＣ谐振变换器较半桥ＰＷＭ变换器有很大优点。因此，ＬＬＣ谐振变换器是一种具有一定研究价值的变换器。西南交通大学硕士研究生学位论文第２７页第３章ＬＬＣ谐振变换器的小信号建模在前一章里，论文讨论了ＬＬＣ谐振变换器的工作特性和优缺点。本章将对ＬＬＣ谐振变换器的小信号特性进行深入的分析。３．１建模方法ＬＬＣ谐振变换器在一个周期内含有多个工作状态，其分析比ＰＷＭ变换器更为复杂。对ＰＷＭ变换器而言，状态空间平均法得到广泛的应用【３６１。通过状态空间平均法，ＰＷＭ变换器的小信号特性和控制电路可以方便的推导出来。然而，状态空间平均法并不能应用于谐振变换器，其原因在于两者的能量传输方式不同。对于ＰＷＭ变换器而言，其线性网络（输出滤波器）的自然频率远低于开关频率，变换器由控制信号的低频分量实现调制，因此用状态空间平均法可以得到非线性状态方程的近似线性解。但是，对于谐振变换器而言，开关频率接近其线性网络（谐振网络）的自然频率，状态变量主要包含开关频率谐波，而不是ＰＷＭ变换器中的低频分量。变换器由开关频率和谐振频率的相互作用实现调制。因为状态空间平均法需要消除开关频率的分量，因此不能用来分析谐振变换器的动态特性【３６】Ｖｏｒｐｅｒｉａｎ提出的小信号建模法适用于谐振变换器的动态性能研究和控制器设计【７１。该方法利用离散采样数据来获得小信号模型，由于该法得到的离散模型必须进行数值求解，结果不够直观，且当谐振元件数量增加时，分析变得异常复杂，故而很难得到广泛地应用。９０年代左右，一种基于扩展描述函数的小信号建模方法被提出［４２－４６］。通过这种方法，丁以推导出任意周期运行变换器的小信号模型，并可以将开关频率的任意阶次谐波考虑进去，从而得到精确的模型。本章将采用这种方法对ＬＬＣ谐振变换器进行小信号模型的分析。西南交通大学硕士研究生学位论文第２８页３．２小信号模型的推导ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型结构示意图，如图３．１所示。＋＾屹一图３．１ＬＬＣ小信号模型示意图其中历。和厂分别表示输入电压和开关频率的小信号扰动，ｉ—ｇ和吃表示受扰动的输入电流和输出电压。利用该模型，我们可以方便地推导出常用的小信号传递函数，如控制一输出传递函数、输入一输出传递函数和输出阻抗函数等。建立小信号模型之前，先做如下假设【４２】：（１）系统所受扰动的幅值较低，即小信号扰动；（２）小信号扰动的频率远低于变换器的开关频率；（３）谐振网络中的电压电流都近似为正弦量；（４）电路中元件均为理想器件。３．２．１用分段线性状态空间模型采用分段线性状态空间法建立变换器的小信号模型时，首先必须对变换器的工作状态有很清晰的认识，其次，要考虑到每个周期内的所有工作状态，并对各工作状态建立相应的状态空间方程。本小节将会分析满载情况下，变换器工作在区域１内（ｆ＞．ｆ）和区域２内（Ｌ＜厂＜ｆ），由于区域３是ＺＣＳ，不是理想的工作区域，不再加以分析。如果变换器在轻载时工作，变换器将会进入ＤＣＭ工作模式，而ＤＣＭ模式将会导致更多的工作状态，这会大大增加分析的复杂程度，也不再考虑。西南交通大学硕士研究生学位论文第２９页Ｚｇ＋Ｕｇ。聃Ｐ、帮ｙ。器己ｓ“半制、。旦．．＋Ｕ．ｃ．ｒ—Ｄ１１．厂ｒ、ｍＩＩ图３—２ＬＬＣ等效电路各个状态燹量有四个无功元件，即Ｌｒ、Ｃｒ、Ｌｐ、Ｃｏ，选择ｉ厶一ｉ印、ｉ厶Ｐ、ＵＤ、Ｕｃｏ作为状态变量，如图３－２所示，输入变量是“ｇ、ｉ。；输出变量是ｉｇ、“。。状态方程的基本形式如下式：ｊ拈血邶“【Ｙ＝Ｃｘ＋Ｄｕ（３－１）式中，ｘ＝（ｆ厶一ｉ印１．工作在区域２时ｉ印“ｃ，Ｕｃｏ）＇；“＝（“ｇｉｏ）’；Ｙ＝＠口ｉ加）当ＬＬＣ谐振网络工作在区域２，其谐振电感电流和励磁电流的波形如图３．３所示。ＩＩ（Ｌｒ）Ｔ０夕／／。玎１Ｉ（Ｄ１）／厂＼Ｔ２１１１３。≮艾Ｉ（Ｌｐ）ｌＶ／。４＼．∥、Ｔ毳艮６９．’．／｜。１．，｜／’Ｉ（Ｄ２）、．、ｎ一图３－３ＬＬＣ工作在区域２时工作状态由前面一章对ＬＬＣ谐振变换器的分析可知，在ＬＬＣ谐振变换器的一个工作周期内，电路共有四个工作状态。为了简化问题，假设变压器的变比为ｌ。西南交通大学硕士研究生学位论文第３０页（１）第一个工作状态（Ｔ０一Ｔ２）第一个工作状态下的电路如图３．４所示。图３．４工作状态１在该工作状态下，具体参数值如下：尺．＋尺尺Ｌｐ一笠一土一生一土ＬｒｏＬｒＬｒＬｐＬｒ尺Ａ＝三ｐｌＣ，ｋＣ。ｏ土三Ｊ口、ｏ上Ｃ，ｏｏ，式中Ｒ＝Ｒｏ慨，后＝万Ｒ瓦：ｏ—ｊＬ１三，Ｂ＝Ｏ尺Ｌｒ尺三ｐ尺ＬｐＯＯ０ｋ；ｃ＝［：三言］；。＝［三言］ｃ３—２，Ｃ口（２）第２个工作状态（Ｔ２－Ｔ３）第二个工作状态下的电路如图３．５所示。图３．５工作状态２在该工作状态下，具体参数值如下：西南交通大学硕士研究生学位论文第３１页ｏ一土Ｌｒ＋ＬＡ＝ｏｐＯ１ＯＯＬｒ＋ＬｐＯＯｋ上Ｃ，０，式中Ｒ＝Ｒｏ№，尼＝而Ｒ瓦；００ＲＣｏ０ＯＢ＝。一¨。Ｏｋ；ｃ＝［？：三言］；。＝［三言］ｃ３－３，ｃｏ（３）工作在第３个状态（Ｔ３．Ｔ５）第三个工作状态下的电路如图３－６所示。图３－６工作状态３在该工作状态下，具体参数值如下：一生．坚一旦一堕一土生士上ＬＬＬｐＬｒＬｒＬｒｐ旦Ａ＝Ｌｐｏｏ一上Ｌｐ上Ｃ，上Ｃｒｏｏｏ，式中Ｒ＝Ｒｏ№，七＝而Ｒ瓦；一土ｏ一上…＋——ｌ尺代西南交通大学硕士研究生学位论文第３２页ＬｒＬｒＬｐＢ＝ｏＯｏ一旦ＬｐＯ；ｃ＝［二：！。蝌。＝陶㈦４，土ＣＤ（４）工作在第４个状态（Ｔ５一Ｔ６）第四个工作状态下的电路如图３．７所示。图３．７工作状态４在该工作状态下，具体参数值如下：ＯＯＡ＝—一００！Ｌｒ七ＬｐＯｏ０冀『ｅＯＯｋ，式中Ｒ＝Ｒｏ№，后＝丽Ｒ＝；０ＯＲＣ。一！Ｌｒ＋ＬｐｏＢ＝ｏ上；ｃ：Ｉｌ一１ｏ；ｃ２ｏ—１Ｄ’ｏ尼Ｉ．Ｄ：ｆｏ尺Ｉ（３－５）ｏｏｏＩ；２ｏ２．工作在区域１时由于ＬＬＣ工作在区域ｌ的情况相比工作在区域２的情况复杂，因此前面先研究了ＬＬＣ谐振变换器工作在第２个区域的情况，接下来研究了ＬＬＣ谐振变换器的第１个区域。当ＬＬＣ谐振变换器工作在区域１时，谐振电感和励磁电感的电流波形如图３—８所示。西南交通大学硕士研究生学位论文第３３页‘ｉ！叫ｌ／＼∥他｛Ｉ（ＤＩ）由／。卟心印’Ｔ』∥／一１’３．泠电路如图３－９所示。‘科ＩＣＤ２：Ｌ∥／一、、ｌ八～图３－８ＬＬＣ工作在区域１时的电流波形在一个周期内，电路也只有４个工作状态：（１）第１个工作状态（ＴＯ－Ｔ２）图３－９状态１在该工作状态下，具体参数值如下：一生塑一旦一生一上上上上ＬＬ，ＬｐＬＬＬｐ旦Ａ＝：Ｌｐｏｏ一上Ｌｐ上Ｃ，上Ｃ，ｏｏｏ，式中，Ｒ＝Ｒｏ№，七＝而Ｒ瓦；一土ｏ一上…一·＿＿＿＿一ｌ尺尺ＬｒＬｒＬｐＢ＝ｏＯ一旦三ｐＯ；ｃ＝［二。：！。吕言］；。＝［三言］ｃ３－６，ｏ土Ｃｏ西南交通大学硕士研究生学位论文（２）第２个工作状态（Ｔ２一Ｔ３）电路如图３．１０所示。第３４页图３．１０状态２在该工作状态下，具体参数值如下：一生竺一旦一生一土上上土ＬＬｒＬｐＬｒＬｒＬｒｐ旦Ａ：：Ｌｐｏｏ一土Ｌｐ上一上ｌ尺尺土ｏｏｏ，式中Ｒ＝Ｒｏ№，七＝而Ｒ瓦；ｏ一土一一＋一ＬＬｒＬｒｐＢ＝ｏＯ一旦ＬｐＯ；ｃ＝［一，＿：吕言］；。＝［暑苫］（３－７）ｏ上Ｃ。（３）第３个工作状态（Ｔ３－Ｔ５）电路图如图３．１１所示。图３．１１状态３西南交通大学硕士研究生学位论文在该工作状态下，具体参数值如下：Ｒ，－４－ＲＬｒＲＡ＝Ｌｐ１ＲＬｐｌ—Ｉ＿＿－＿＿－＿－＿＿Ｉ－●＿＿＿＿Ｉ＿＿＿＿ｌ－●－＿Ｉｌ＿－ｌ－＿＿＿＿＿＿＿Ｉｌ＿－＿－－ｌ＿＿●＿一第３５页ＬｒＬｒｏＬｒＬｐ一生一土一土一上ｏ一土Ｌｐ土。，式中Ｒ＝Ｒｏｏ０ＩＩ屯，后＝而Ｒ瓦；Ｃ，ｋ。Ｃ。一志ｃ３－８，１Ｌ，Ｂ＝Ｏ０ＯＲＬｒＲＬｐ０ｋＣ。尺Ｌｐ；ｃ＝［：：三言］；。＝［暑Ｒ。］（４）第４个工作状态（Ｔ５一Ｔ６）电路如图３．１２所示。图３．１２状态４在该工作状态下，具体参数值如下：Ｒ，－４－ＲＬＲＬｐＲ，Ｌｒ１ＬｒｋＬｒｋＬｐ尺Ａ＝￡ｐｌＣｋｏ１ｏ土三ｐＯ０ｋＲＣ。，式中Ｒ＝Ｒｏ№，七＝丽Ｒ：；ＣＯ０Ｃｏ西南交通大学硕士研究生学位论文第３６页一。一０旦０ｒＲ０Ｂ＝ｏ生ｔ旦ｏ；Ｃ＝ｌｏＬ—ｌ１一１１Ｄ：巴尺］（３－９）Ｌ－ｏｏＪｏＣ。２一３．２．２扩展函数描述法的小信号模型前述的状态空间法，使用条件受，轻载情况下，ＬＬＣ谐振变换器工作在ＤＣＭ模式下，其状态空间模型更加复杂。另一种比较有意义的建模方法一扩展函数描述法被提出来，并应用到ＬＬＣ谐振变换器的小信号建模之中。下面，用扩展描述函数法来对ＬＬＣ谐振变换器建模。‘ＬＬＣ谐振变换器的等效电路如图３．１３所示。图３．１３ＬＬＣ谐振变换器的等效电路选择ｉ厶、ｉ印、“矿“∥．为状态变量，输入变量为“加，输出变量为“口。状态方程如下式：三，百ｄｉＬ，．十Ｍ。一ｒ～百ｄｉＬｐ＝“曲。鲁一ｓｇｎ（ｉ“－ｉＬｐｍ。（３－１０）ｃｒ％－ｉｈｃｏ等硼ｆｉｔ．，．－ｉＬｐ］一ｉｏ输出方程为：西南交通大学硕士研究生学位论文第３７页Ｕ。＝，ｌ１０—０尺ｃＤ＋“ｃＤ（３．１１）ｌｉ厶＝‘，（ｔ）ｓｉｎ（耐）＋ｌ。ｌｃ（ｔ）ｃｏｓ（ｃｏｔ）Ｊｉ印＝ｉ２，（ｔ）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋ｉ２。（ｔ）ＣＯＳ（ＣＯｔ）ｌ“ｃ，＝Ｕｌｓ（ｔ）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋“ｌ。ｃｏｓ（ｃｏｏ）（３．１２）【Ｕｃｏ＝Ｕ２。ｉｆ）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋Ｕ２。ｃｏｓ（ｃｏｔ）ｉｌｓｉ。。，ｉ：，，ｉ：。，“。，，“。。，“：，，“：。），相对于开关状态量而言，都是慢变化量。鲁＝（等喇ｃ）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋（垃ｄｔ＋吮）ｃｏｓ（ｃｏｔ）鲁＝（警一吮）ｓｉｎ（研）＋（鲁＋哦）ｃｏｓ（研）（３．１３）百ｄｕｃｔ＝ｄ班Ｕｌｓ一绷。。）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋ｄ优Ｕｌｃ＋侧。，）ｃ。ｓ（ｃｏｔ）百ｄｕｃｏ＝ｄ优ｕ２ｓ一僦：。）ｓｉｎ（ｃｏｔ）＋ｄ饿ｕ２ｃ＋伽２，）ｃ。ｓ（刎扩展的描述函数：ｌ“口６≈Ｚ（“）ｓｉＩｌ他ｆ）｛ｓｆｇｎ驴ｕｍ焉‘篙泼嚣烈‘ｃ＇乞∥Ｊ（３－１４Ｉ￡，一）ｉｉｔｒ｝厶（ｆ－，，‘。。如，，’。）１２式中：Ｚ（“）：一４“加万椭ｓ，ｉ２ｓ，Ｕｃｏ，＝等譬ＵＣｏ（３．１５）肌＾∥护等警Ｕｃｏ，＇六（ｏｉｌ。％ｉ，ｉ２。）＝二，Ｐ其中：ＩＰ＝（３—１６）西南交通大学硕士研究生学位论文非线性大信号模型为：第３８页ｔ等＝一４ｎＸＵＣｏｉｌｊ＋Ｌ，ｃｏｉｌｃ＋ｒｃｘＩＰ４ｎＸＵＣｏ死ｘＩｐｚ２ｊ一“ｌｊ＋一４“拥万‘等一等。鲁２等。鲁２哿ｈｃ—ｉ《ｉｌ。一Ｌ，ｃｏｉＩ，＋４ｎＸＵｃｏ；ｒｇＸＩ，Ｚｌｊ—：４ｎＸＵｃ。Ｚ２ｊ一“ｌｃ７ｒ×Ｉｐｉ２ｊ＋三．口ｃｏｌ２ｃ４咒דｃｏ，‘＾』．（３－１７）ｉ２ｃ—Ｌ，ｃｏｉ２ｊｃ，百ｄＵｌｓ－－１‘１￥＂Ｊ－们，“。。ｃｒ百ｄｕ，ｃ－－ｌ‘ｌｃ－－崛”。，ｃ。百ｄｕｃｏ＝ｉ２ｎ，ｐ—ｆ。假设稳定于工作点Ｐ妙加，Ｑ），ｕｉｎ＝％＋死，ＣＯ＝Ｑ＋面仅考虑一阶导数：（３－１８）‘警一＿百一Ｌｐ４ｎ］ｇｘ．４Ｉｐ（，ｌ，一１２ｓ）瓦＋三ｒＱ木‘ｃ＋Ｌｒｌｌｃ宰面一玩，＋云站（，ｌ。一，２。）历。一三，Ｑ木‘，一三，Ｉｌ，宰西一Ｕ—ｌ。，ｄｉｌｃ一４ｎ；ｒｇＸＩ｜口４ｎ——（，Ｉ，一，２，）五ｃｏ＋三ｐＱ木ｉ２ｃ＋三ｐ１２ｃ．＊面冗×Ｉ４ｎ氕Ｘｐ、Ｌｐ丝出堕班Ｉｐ（，ｌ。－１２。）瓦－ＬｐＱ宰乏。－Ｌｐ，２，木面（３－１９）Ｃｒｄ矿Ｕｌ￥一ｉｌ，＋ｃ，Ｑ＊ｕｌｃ＋ＣｒＵｌｃ＊面Ｃｒ警一ｌＩ。－ＣｒＱ木反，一ＣｒＵｌｓ＊面丝ｄｔ＝睾卜Ｐ乏万４ｎ４ｎ（，ｌ，一Ｌ，）＝Ｋ，；Ｌ，Ｑ＝Ｚ厶兀Ｘ；ＣＯｏＬ，Ｉｌｃ＝ＥＩｃ；万×Ｉ，（凡一，２。）＝Ｋ。；Ｉｐ西南交通大学硕士研究生学位论文三ｐＱ＝Ｚ印；ＣＯｏＬ，１２。＝易ｃ；ｔｏｏＬｐｌ２ｊ＝Ｅ２Ｊ；第３９页Ｑｅ＝ｇｃ，；织Ｃ，Ｕｌ，＝以。；％ＣｒＵｌ。＝以。。这样线性的小信号模型方程就如下式：（３－２０）￡，单ｄｔ＝也瓦场，术云。＋耵夕咱。＋缸７ｒ三，掣＝一Ｋ。瓦一Ｚ厶木云，一Ｅ，，宰夕一历。。ａｔＬｐ等＝Ｋ虬＋ＺＬｐ＊‘ｉ２ｃ＋Ｅ２ｃ＊ｊ（３－２１）￡，鲁＝Ｋｃｕ—ｃｏ—ｚ印木乏，一最，｜ｃ夕Ｃｒ＿ｄＵｌｓ＝云。＋ｇｃｒ宰历ｌ。＋ｇｌ。宰夕ｅｌｌｃ，＿ｄｕｚｃ＝云。一ｇｃ，誊厅ｌ。一ｇｌ，木夕ａｔＣＤ警＝２万ｎＩ，一乏输出的小扰动方程：“。＝（兰竺，口一云）‰＋历ｃＤ刀（３．２２）由公式（３－２１）、（３．２２）表示的小信号模型方程，可以利用ＫＶＬ和ＫＣＬ构造成含有多个源和受控源的电路，再应用Ｍａｔｌａｂ或者Ｐｓｐｉｃｅ软件仿真就可以得到整个电路的输入一输出传递函数、控制一输出传递函数和输出阻抗函数的曲线。假定已经得到ＬＬＣ的输入一输出传递函数、控制一输出传递函数和输出阻抗函数的曲线，那么，ＬＬＣ谐振变换器的动态模型传递函数结构图如下图３—１４所示。西南交通大学硕士研究生学位论文第４０页ｖ呵图３．１４ＬＬＣ的动态模型的传递函数结构图图中各符号的含义如下：Ｚ叫（ｓ）一输出阻抗函数；Ｈ。曙（ｓ）一输入一输出传递函数；日∥（Ｊ）一控制一输出传递函数；Ｈ比Ｄ（ｓ）一电压频率控制器的传递函数；Ｈｃ（Ｓ）一补偿网络的传递函数；Ｈ（ｓ）一电压比例反馈环节的传递函数；历。一输出电压的小扰动；｝一负载电流的小扰动；．尹一开关频率的小扰动；哥。，一误差放大器的参考电位的小扰动。由图３．１４可知，开环传递函数的表达式可表示为：丁（ｓ）＝Ｈ（ｓ）·何脚（ｓ）·Ｅ矿（Ｊ）（３—２３）在采用负反馈之后，输入电压的小扰动历ｇ和负载的小扰动ｆ对输出电压，７０的影响变化为原来的＿｛忑倍。ｌ十』ＬＪＪ要设计和实现一个满足稳定性要求的系统，系统必须要满足以下两个条件：①在低频段有尽可能高的增益；②相位裕度要大于３０。一４５。。补偿环节需要依据开环传递函数Ｔ（ｓ）来设计，来满足这两个条件。因此，研究ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型，有利于掌握它的动态特性，具有非常重要的意义。３．３本章小结本章采用分段线性的状态空间法和扩展描述函数法建立了ＬＬＣ谐振变换器小信号模型。由前面的推导可以看出，与分段线性的状态空间法相比，西南交通大学硕士研究生学位论文ｌ—Ｉ－－＿＿ｌ＿－ｌ＿＿－—ｌ＿＿＿ｌ＿＿＿＿－－＿＿＿＿＿ＩＩ●－ｌｌ●－●－＿＿＿＿Ｉ●＿ｌ－ｌ＿＿＿＿－一第４１页扩展描述函数法不需要对电路的每一个工作状态都有非常清晰的认识；另外，随着谐波次数的增加，得到的小信号模型的精度也会随之增加。此论文不足之处是，具体的补偿器的设计方法还不够完善。西南交通大学硕士研究生学位论文第４２页第４章系统综合设计我国的市电标准是２２０Ｖ－５０ＨＺ，本论文设计的系统采用了ＡＰＦＣ（有源功率因数校正）＋ＬＬＣ谐振级构成的ＬＬＣ谐振变换器。其结构如图４．１。４００Ｖ２２０Ｖ姆１ＩｌＣ．＿上１皿Ｃ５０勉｝Ｔ图４．１系统结构图本章主要内容分成两部分，一部分是ＡＰＦＣ的设计，另一部分是ＬＬＣ谐振变换器的设计。４．１ＡＰＦＣ的设计在进行具体的设计之前，先分析和研究ＡＰＦＣ的基本概念和工作原理以及补偿回路的设计方法。４．１．１功率因数校正的基本概念功率因数校正的目的是让电源的输入功率因数为１，就是电源把功率因数校正器的输入端视作一个电阻。主动式功率因数校正器（ＡＰＦＣ）就是通过输入电流跟随输入电压的变化而变化，来实现功率因数校正的。当输入电压和输入电流之间相位差为０时，电压与电流的比值是一个恒定的常数，功率因数校正器的输入端呈现纯电阻特性，此时的功率因数为ｌ。功率因数是采用如下方式定义的：ｐ。ｗ盯ｆａｃｔｏｒ＝Ａ－瓦瓦Ｐ（４．１）式中，尸一电源输入的有功功率；％一册，一输入电压的均方根值（有效西南交通大学硕士研究生学位论文第４３页值）；，加一～一输入电流的均方根值（有效值）。另一个重要的量是相移量，它是度量主动式功率因数校正器的输入电抗角大小的量。不管是容性电抗还是感性电抗，都会导致输入电压相对于输入电流的相位偏移。该量定义为：ｐｌａｓｅｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ＝ｃｏｓ０（４－２）式中，臼一输入电压与输入电流的相位差。相移量的大小表明了主动式功率因数校正器的输入阻抗中电抗量的大小。当主动式功率因数校正器的输入阻抗中的电抗量是很小的一个分量时，相移量就会很小。谐波失真率是另外一个重要的量，它反映主动式功率因数校正器的输入阻抗中的非线性成分的大小。输入阻抗中非线性成分会造成输入电流的谐波失真，此失真也会造成输入电流均方根值（有效值）增加，但不会增加输入功率。因此，一个非线性的负载会使功率因数下降。４．１．２有源功率因数校正的工作原理Ｂｏｏｓｔ型主动式功率因数校正器（ＡＰＦＣ）的原理图如图４．２所示。Ｃ图４－２Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ原理图１．ＡＰＦＣ主电路结构对主动式功率因数校正器的主电路拓扑而言，Ｂｏｏｓｔ电路是一个较好的选择。然而，升压型变换器的缺点就是它的输出是一个高电压，也就是输出电压需要高于输入的预期峰值电压。Ｂｏｏｓｔ型ＡＰＦＣ的主电路拓扑与Ｂｏｏｓｔ开关变换器的部分电路是相同的。西南交通大学硕士研究生学位论文第４４页在电感前面有一个桥式整流电路，对交流输入电压进行整流，但交流转直流用的大型输入电容被移到Ｂｏｏｓｔ转换器的输出侧。ＡＰＦＣ的输出电压为定值，使它的输入电流呈现半波形式。流入与流出电容器的功率不是定值，它以２石妇（输入电压频率的２倍）的频率在变化，其瞬时功率的大小为瞬时电压和瞬时电流的乘积。２．ＡＰＦＣ控制电路结构ＡＰＦＣ必须同时控制输出电压和输入电流，而电流控制回路的控制命令Ｉｍｏ是由输入电压整流后的电压所决定的，因此可以使ＡＰＦＣ的输入阻抗呈现纯电阻特性。而输出电压是通过改变电流控制命令Ｉｍｏ的平均值大小来实现的。因此，电流控制命令Ｉｍｏ的波形与输入电压的整流波形相同，同时其平均值代表其输出电压控制命令的大小。乘法器的输出电流就是电流控制命令Ｉｍｏ，由图２．１中的控制结构可得出Ｉｍｏ的计算方法如下式：，：茎兰！‰二１２兰幺（４－３）肿％式中，Ｋ为系数，这里取１；Ｕｖ，ｏ一电压误差放大器的输出；乞一经整流后的电压所得到的电流；Ｕ伊一前馈电压。ｕ；作为Ｖ…的除数，使电压回路的增益维持为一个定值。电流控制命令Ｉｍｏ的波形必须尽可能的接近整流后的电压波形，以尽可能的提高功率因数。但是如果电压回路的频宽太大，此控制回路将会调节输入电流来控制输出电压的恒定，这样会使输入电流的波形严重失真。因此，电压回路的频宽必须小于线电压的频率。但是电压回路的响应又必须要很快，所以电压回路的频宽又要尽可能的大。平方器与除法器所构成的电路可使回路的增益维持定值，这样就可以使电压控制回路的频宽尽可能的接近输入线电压的频率，以提高输出电压的动态响应。当输入电压变化范围很大时，这个问题就更为重要。由于电压回路的增益是定值，使电压误差放大器的输出变成了一种功率控制，电压误差放大器的输出就可以直接控制传输到负载上的功率大小。通过下面的例子，能清楚解释这个问题。当电压误差放大器的输出是一个定值Ｕ，。，而输入的电压（Ｕ抽）变成２倍（２Ｕ抽）时，则输入乘法器的电流控制命令，。。会变成２倍（２Ｉ。。），前馈信号Ｕ伊也会变成２倍（２Ｕ抒．），由公式（４．３）可得出Ｉｍｏ变成原来的Ｏ．５倍（Ｏ．５１ｍｏ）。这样输入电流，加变成原来的Ｏ．５，ｆｎｏ很显然，输入功率没有发生西南交通大学硕士研究生学位论文所能吸取的最大功率。第４５页任何变化。由此可见，当限定了Ｕ。的上限值，也就限定了ＡＰＦＣ从电源中３．控制方式采用Ｂｏｏｓｔ拓扑结构的主动式功率因数校正器的输入电流必须与输入电压成正比，因此要采用反馈控制来实现。常用的控制方式有峰值电流模式和平均电流模式。峰值电流模式控制具有以下缺点：①峰值电流与平均电流的误差；②需要斜坡补偿；③抗噪声干扰能力差。平均电流模式控制具有以下优点：①平均电流跟踪程序指令电流有很高的精度；②不需要斜坡补偿；③抗噪声干扰能力强。本论文，ＡＰＦＣ的控制方式选用平均电流模式。４．１．３电压补偿回路和电流补偿回路平均电流模式控制法，就是在Ｂｏｏｓｔ升压变换器的基础上再加一个电流误差放大回路构成的反馈控制回路。这样，输入电流将会以微小的误差量追随着电流命令的变化而变化，这就是平均电流模式控制有效改善功率因数的原因。１．电流误差放大器的补偿电感电流下降斜率的单位为安培／秒，正常工作的情况下，可表示为下式：ｒｒｒｒ墨．ｊ－如。却。＝生手鱼Ｌ（４—４）式中，ＫＨ一如一妇一电感电流的下降低斜率；Ｕｏ－－ＡＰＦＣ的输出电压；【厂抽－－ＡＰＦＣ的输入电压整流后的电压；Ｌ一电感值。当输入电压与输出电压之间的差值最大时，电感电流的斜率最大。换句话说，输入电压％＝０时，Ｋ“一棚。妇的值取得最大值。在％＝０时，由式（４—４）可计算Ｋ“础。伽。的值为下式：ｒ，ｍａｘ｛ＫＬ小加。，慨）＝Ｋ＿ｊ＿加脚（一）＝了Ｋ．Ｊ压％，这个电压的斜率Ｋ心可表示为下式。（４—５）在∽。＝０的情况下，电感的电流流过检测电阻Ｂ时，会产生一个的电西南交通大学硕士研究生学位论文氏：半第４６页（４－６）斜率Ｋ如乘以电流误差放大器的增益Ｇ。得到一个数值，该数值必须与震荡器的斜率Ｋ删加肼一。历…ｌｏｐｅ（其单位亦为伏特／秒）相同，方能代表电流回路的补偿器设计正确。如果增益太高，电感电流的斜率将会比震荡器斜率还大，整个回路将会变的不稳定。震荡器的斜率可用下式表示：ｒ厂Ｋｏｓｄ妇…。叩一衄＝争＝玑×厶（４－７）式中，虬一震荡器锯齿波的峰－峰值；厶一震荡器锯齿波的频率。在Ｋ船×Ｇ翻＝Ｋ。砒柳一朋聊一，ｌｏｐｅ的情况下，才能保证整个回路稳定，故可得下式：譬当×Ｇｃ４：ｕ，×厶开关频率段的电流误差放大器的增益Ｇ∞：（４．８）瓯＝筹ｘ㈧９，对升压型转换器而言，其控制命令对输入电流的转移函数在高频时存在着一个极点，此极点主要是由升压型转换器的电感阻抗与检测电阻尺ｓ所形成的低通滤波器所造成的。这个控制命令对输入电流的转移函数方程式为下式：坠：丝兰鱼Ｕ。ＵｓＬＳ（４．１０）式中，％一输入电流检测电电阻两端的电压；叱一电流误差放大器的输出电压；乩一ＡＰＦＣ输出电压；己厂，一震荡器锯齿波的峰．峰值；ＬＳ一升压型转换器的电感阻抗；尺。一检测电阻。注意：这个方程式只有在滤波器的共振段（三Ｃ。）与开关切换频段间的范围才准确，低于共振频率则输出电容将会成为主要的影响因素，且方程也会改变。电流误差放大器的补偿电路开关频率附近提供了一个平坦的增益，此增益加上升压转换器的功率级电路，原本具有的单极点下降斜率便构成了一个西南交通大学硕士研究生学位论文第４７页用于整个回路的补偿器。在放大器的影响下，一个低频的零点可提供相当高的增益。令公式（４—９）×公式（４一１０）－－－１，便可求得交越频率的值：｛ｍｏｓｓｍ铲一融ｅ｝㈣ｎ：）’＝眈×Ｒｓ×Ｇｃ口２ｒｄ＿，×％（４．１１）式中，厶一。一胁。ｄ一电流回路的交越频率。对ＵＣ３８５４而言，Ｕ。＝５Ｖ，另外设定开关频率Ｚ＝ｌＯＯｋＨｚ。为了系统的稳定，必须对电流回路进行补偿。以下使用改进型的积分器（ＫＦａｃｔｏｒｔｙｐｅＩＩ），设计电流补偿回路。按照下面的步骤设计，将可求得电流反馈回路的最佳响应。（１）由尺疗、Ｒ。，确定Ｇ∞由式（４．９）得Ｇ。：吒＝堡兰五兰墨：—５ｘ１００ｋ—ｘ０．６ｍＯ＇ｏ×Ｒ４００×０．１＝７．５由于Ｇ∞＝卺＝７．５，故取Ｒｃｉ＝２．４殷、如－１８施。由式（４－…解得：ｆｃｒｏ￥￥ｏｖｅｒ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＝然－５０砒才能保证系统的稳定。系统的稳定性。由此可确定：‘“（２）由厶鲫一一砌嗍钞确定补偿器零点位置，进而确定Ｃｎ的值未加补偿器时，正。～一砌。枷ｏ，点的相位裕量是９００，而补偿器的零点会造成００一９００（对零点所在的点上造成４５０的相位滞后）的相位滞后。根据稳定系统的条件（相位裕量要大于４５０），补偿器的零点位置要≤厶伽～一加。删删，ｅ·。—１瓦２丽瓦＝＝三＝瓦５二２ｎ＂ｘ∥选择零点位于厶伽。岍一细。。叫点，系统的相位裕量是４５０，已经能够保证５０ｋＲ×３０ｆｐ０２“ｔｉＣ，ｆｐ６０１＝ｋ０ｘ３２７ｒ×／：，删馑，一—嘲。明ｏ，×Ｒ巧（３）由极点的位置，确定Ｃｆ：的值为消除高频干扰信号的干扰，补偿器在开关频率附近设置极点，本补偿器的极点选在．ｆ上。由此可确定：ｃｚ２五万拓５丽而赢１孤０６ｐ丽２．电压误差放大器的补偿西南交通大学硕士研究生学位论文第４８页＝１０２ｐｆ，取Ｃｉ２＝ｌＯＯｐｆ。为了使系统稳定，必须对电压控制回路进行补偿。但电压回路的频宽相对于开关频率而言太低，使用电压反馈控制回路的主要任务是使输入失真达到最小，而不是提高系统的稳定度。所以，回路的频宽必须要足够小，才能减小输出电容上线电压频率的二次谐波。输出级电路的电容器形成了一个积分器的效果，它的增益特性对超过转折频率以上的频率而言，增益向下衰减的比例固定为２０ｄＢ。当电压反馈控制回路以此方式形成闭合回路时，即使电压误差放大器的增益值为固定值，系统也会让电压稳定。但是，这个方法在减少二次谐波段的输出纹波所造成的失真上效果非常的差。在放大器的响应中加入一个极点，可有效的降低纹波电压的大小，并将它的相位移动９０度。最后，这些信息可找出电压误差放大器的频率响应的极点位置。设计电压误差放大器的补偿器时，可以按以下步骤：（１）确定纹波电压在输出电容上的总量二次谐波电压的峰值可由下式计算得到：ｕ．：Ｕｏｐｋ墨兰ＱＱ：．１２）５１Ｖ２１．４（（４１２．＝——————二丝————一＝———————二∑＝＿————一＝２ｎ２×５０×６８０ｕ×４００２ｎ－ｘ２ｆ，ｍ。×Ｃｏ×Ｕｏ式中，‰一输出纹波电压的峰值；厶。一线电压的，纹波电压的频率：ｘ是２ｆ，加。；Ｃｏ一输出电容的电容值；Ｕｏ—ＡＰＦＣ输出电压。（２）计算纹波所造成的失真总量失真主要与转换器的规格有关，本设计指定的纹波电压占电压误差放大器的有效输出电压的１．５％。由于电压误差放大器的有效输出电压范围是由１．０Ｖ到５．０Ｖ，故电压误差放大器允许输出的纹波电压峰值计算如下：％（ｐＫ）＝Ｒｉｐｐｌｅ％×△ｕ伽＝１．５％×（５—１）＝０．０６Ｖ波电压峰值。即是二次谐波频段的电压误差放大器增益：０．０２７Ｇ——：——：２０．．０ｌ６５（４－１３）电压误差放大器输出端所允许的最大纹波电压值除以输出电容上的纹（４．１４）ＵＵｖｅｒ印（ｐｔｋ）（３）选择合适的Ｒ“在本设计中，Ｒ优的选择准则无法准确确定。因为只有当ＪＲ，；足够小时，西南交通大学硕士研究生学位论文第４９页才不会使放大器的偏压电流对输出有太大的影响；而同时，它又必须足够大才能使损耗变小。本设计中，选择Ｒ“＝５１１施，其日匕１．－，里ｉｍｌ损耗约为３００ｒｏｗ。反馈控制回路中的电容Ｃｊ．决定了纹波频率的二次谐波增益。它的描述方程为：ｇ＝丽瓦丽１＝丽面未丽枷６矽（４．１５）取Ｃｓ＝１００ｎｆ。输出电压由分压电阻尺订与尺订所决定，而尺ｗ的电阻值前面已经确定了，所以根据直流７．５Ｖ的参考电压，即可决定Ｒ坩的值。足，。：—Ｕ，．Ｉ—ｘＲ“：型：９．７６施“‰一％４００—７．５（４—１６）取Ｒ谢＝１０施。升压型转换器的增益与输入功率相关。电路中的乘法器、除法器和平方器这几个项目都可以归结到功率级电路的增益中，正如前所述，这些电路的作用是把电压误差放大器的输出转换成功率控制的信号。这就能够把升压型转换器的转移函数用功率方式表示。其方程式为：Ｇｕｂｏｏｓｔ＝面‘ｎ：ｊ瓦Ｉ＿ｕ＝墨！兰垄￡！）７（４．１Ｈ。式中，Ｇ妇一升压型转换器的功率级的增益，并包含乘法器、除法器和平方电路的增益；乞一平均输出功率；Ｘ。一输出电容的阻抗；△Ｕ懈一电压误差放大器输出电压的范围（ＵＣ３８５４为４Ｖ）；Ｕｏ—ＡＰＦＣ直流输出电压。误差放大器在极点频率之上的频率响应增益为：Ｇ。。＝孚（４－１８）几讲式中，Ｇ。一电压误差放大器的增益；Ｘｄ．一反馈回路中电容的阻抗；Ｒｍ一反馈回路中的输出电阻。整个电压回路的增益是Ｇ研与Ｇ。的乘积，可得下面的方程式：Ｇ：墨兰墨！兰生Ｕ．．＝———————————ｏ“△‰ｘ％×Ｒ，（４．１＼‘ｔ‘ｌ了／９）需要注意的是，该方程中的Ｘｄ．和ＸｃＤ都与频率有关。这个方程式有一个二阶的下降斜率（第十倍频衰减为．４０ｄＢ），所以它是一个与频率平方相关的方程。西南交通大学硕士研究生学位论文第５０页在电压误差放大器响应的极点频率处，可将回路方程的增益设定为ｌ求解得到。令Ｇ。＝１，眠糕＝｛ｍ．×——１△‰×虬×凡。一Ｘ筹簪＝·△吒×虬×Ｒ；㈤２。，‘…。解出缸：．，／ｍ／ｅ＝厂ｌＩ＝１３．５Ｈｚ由此可确定Ｒ‘，．的值：Ｒ，一Ｉ————＿＝二—一＝—————＿二二——一＝１Ｊ１８１ｄ２（４．２２）２趸ｘ，ｐｏｌｅｘＣｆ２巧×１３．５ｘｌＯＯｎＩ．参数规格输出的最大功率：Ｂ（一）＝４００Ｗ输入电压的范围：∽。＝ＡＣ８０．２７０Ｖ线电压的频率范围：ｆ／／ｎ。＝４７－６５Ｈｚ输出电压：Ｕｏ＝４００Ｖ２．开关的切换频率ｌｓ＝ｌＯＯｋＨｚ３．电感的选择（１）最大的线电流峰值，。。厶＝老＝告＝当输入功率＝最大的输出功率时：—１．４１８０ｘ—４００：７．０５Ａ（２）纹波电流世Ａ／＝０．２×Ｉｐｋ＝０．２ｘ７．０５＝１．４１Ａ（３）确定占空比Ｄ４．１．４参数设计西南交通大学硕士研究生学位论文Ｄ＝第５１页％一％（ｍｉｎ，胛＾一兰ＱＱ二延型：０．７１Ｕｏ４００三：—Ｕｉｎ（ｍｉｎ）ｐ—ｅａｋ／，Ｘ（４）计算电感值ＬＸＡ／Ｄ：！！三兰Ｑ：Ｚ！：ｏ．５７槲，取Ｌ＝０．６ｍＨ。１０００００１．４ｌＸ４．选择输出电容Ｃ０考虑到维持时间，ＣＤ的典型值为每瓦１．２ｕＦ。可用如下公式计算：３—５—ｍ丁ｓｅ—ｃ：７４６ｕｆｃｏ：—２了ｘ广Ｐｏ●（，ｍｉｘ）一ｘｑ一叱ｍｉｎ）４００２—３５０２Ａｔ＝—２—ｘ４—０了０—ｘ选ＣＤ＝６８０ｕｆ／４５０Ｖ。其中，△ｆ一维持时间；Ｕ一输出电容的最小电压。５．选择电流检测电阻要让Ｒ，两端的峰值电压【，，，维持在低电位，一般选取【厂，，的典型值为ｌＶ。（１）计算出电感Ｌ的最大峰值，￡（一）删ｔＩＬ（ｍａｘ）ｐｅａｋ＝１础－Ｉ－０．５ＸＡ／＝７．０５－Ｉ－０．５Ｘ１．４１＝７．７５５Ａ’２告２丽１（２）计算检测电阻的电阻值＝０．１３ｆ２，取Ｒ，＝Ｏ．１ｆ２。（３）计算实际的检测电阻上的电压峰值Ｕ雎（聊，）Ｊ口。Ｉ＝ＩＬ（一）删×ｊ０＝７．７５５×Ｏ．１＝０．７８Ｖ６．设定的电流峰值Ｉｐｋ（ｏ坩删）＝１．１×，￡（蚰。）ｐｅａｋ＝１．１×７．７５５＝８．５３Ａ；‰㈣即加ｄ，＝８．５３Ｘ０．１＝Ｏ．８５３Ｖ；尺础ｌ的典型值是ＩＯＫ，这里选定Ｒ础ｌ＝１０Ｋｆ２；Ｐ“‘ＴＴ１‘‰：：生牡：掣＿１．１５Ｋ，选％：Ｒ－１．２Ｋ。ｐ“‘７．乘法电路的设定这个乘法电路的输出电流可由下面的方程式得到。２ｒ：鉴：兰生兰！缘。二１２脚略式中，Ｊ脚。一乘法电路的输出电流；Ｋ册＝１；ｊ。一乘法电路的输入电流；西南交通大学硕士研究生学位论文第５２页％一前馈电压；吒一电压误差放大器的输出。（１）前馈分压电路将输入电压％的均方根电压值转为整流输入电压的平均电压值。当％＝Ｕ加（删时，％＝１．４１４Ｖ、Ｕ历＝７．５Ｖ，％（伽哗）＝０．９ｘ％（删＝０．９ｘ８０＝７２Ｖ。ｕ≥．＝ｊＵｉ＿ｎ（；ａｖｊｅｒａ丽ｇｅ）ＸＲ＃３＝，．·４ｙ，ｕ．席＝三二等菱著●＋堕掣Ｒｆ２‘刀由Ｖ矿。，Ｕ舭，Ｕ∥，构成的分压电路，电压分配关系如下：俨＝７．５ｙ，＋尺２；ｒ３尺∥·ｌ＋尺∥·２＋尺∥３尺∥·Ｉ最终确定Ｒ∥ｌ＝９１０Ｋ，Ｒ∥２＝９１Ｋ，Ｒ∥．３＝２０Ｋ。（２）选择电阻Ｒ。。计算出最大的输入线电压峰值％（一）胛。％（ｍｘ）刎＝压×Ｕｆ『ｌ（一）＝１．４１４ｘ２７０＝３８２Ｖ乘法电路最大输入电流在分压后为６００ｕＡ，故：Ｒ。。＝！丝！竺型丝堂：６００ｘ１０—６！！三６００×ｌＯ一６＝６３６Ｋｆｌ，选取Ｒ。。＝６２０Ｋｆ２。（３）选择电阻Ｒ６。Ｒ６ｌ＝０．２５ｘＲ。。＝０．２５×６２０ｋ＝１５５Ｋ，选Ｒ６ｌ＝１５０Ｋ。（４）选择电阻Ｒ埘电流Ｌ。不能比经过Ｒ，“的电流大出２倍以上。圪（栅ｎ）ｐ础ｌａ。（ｍｉｎ）＝Ｒｖ。：』生：１８２讹／．４４１６２０Ｋ１一＝Ｉ＾，，Ｊ尺矿两３．＝７５２丽３．丽７５＝１。·３砖，取尺删＝１。Ｋ。（５）选择电阻Ｒ拥。在输入电压为最低时，电阻Ｒ咖。两端的电压必须与电阻Ｒ，达到电流峰值时两端的电压相同，故：西南交通大学硕士研究生学位论文第５３页如。＝１．１２ｘＵ脂（ｒｅａｌ）ｐｅａｋ一！：！三兰Ｑ：Ｚ墨８．由震荡频率确定Ｃｆ‘．＝２．３ｋＱ，取Ｒ／ｍ。＝２．４ｋＱ。９．电流电流误差放大器的补偿ｅ：≥冬：旦：１．２５ｎｆ，取Ｃｆ：１．２ｎｆｎ＝一＝一＝１．、Ｒ。，ｘｆ１０ｋ×１００ｋ耿ｏ．一３一。瓯＝筹＝等（２）反馈电阻Ｒｃｉ、Ｒ疗Ｘ（１）在开关频率段的放大器增益Ｇ∞＝７．５Ｒ。ｆ＝Ｒ砌。＝２．４她；Ｒ，；＝Ｇｃ。ＸＲ。ｆ＝７．５２．４＝１８她（３）电流回路的交越频率厶伽。一．细删掣ｒ厂Ｊ”船ｏ…一ｒｅｑ删ｃｙ：业兰：．（４）确定电容Ｃ，ｌ选择零点位于厶伽一一砌。∥上，相位裕量４５。。Ｃ／ｌ＝磊１百２丽瓦＝１＝了面寻丽蒜＿１０６∥（５）确定电容Ｃ，：＝一＝２ｘ×０．６ｍＸ５取Ｃｉｌ＝１２０ｐｆ。本补偿器的极点选在厂上，由此可确定。Ｃｆ：＝丽万‰＝丽丽丽１０６丽ｐ面ｊ。１０２ｐｆ（１）允许输出的是最大纹波电压％。【，：。ｏｐｋ取Ｃｆ２＝ｌＯＯｐｆ。１０．电压误差放大器的补偿回路设计墨２ｒｅ×２／＿。×Ｃ’Ｄ×Ｕｏ：：２．１５Ｖ塑一２７ｒ×２×５０×６８０ｕ×４００（２）电压误差放大器输出纹波（二次谐波）的电压增益电压误差放大器允许输出的纹波电压峰值：Ｕｖｅｒ（ｐＫ）＝Ｒｉｐｐｌｅ％×△吒＝１．５％×（５—１）＝Ｏ．０６Ｖ西南交通大学硕士研究生学位论文电压增益：第５４页Ｇ。＝百Ｕｖｅｒ（ｐｋ）＝裟－ｏ．吻（３）由输出纹波的电压增益确Ｒｖｊ、ｇＣｆ＝２７ｃＸ２厶。ＸＲ订Ｘａｖａ２ｒｅＸ１００×５１ｌｋＸＯ．０２７＝１０６矿选取Ｒｗ＝５１１后，取ＣＩ＝１００ｎｆ。凡：攀：型：９．７６施，取尺订＿ｌｏ地。Ⅳ．＝——二——一＝一＝ｙ．，ｎ甩Ｚ－（４）由直流电压确定Ｒ，ｄ一州Ｕｏ—Ｕ耐４００—７．５ＨＸ＾。＝¨Ｊ，ｃＳＺ……一”一谢……（５）极点频率厶拓Ｊｐｏｌｅ２厂．＝１３．５Ｈｚ（６）极点频率确定Ｒ，Ｒ，＝＝１１８ＫＱ２万ב。如×Ｃ厂２万×１３．５ｘ１００ｎ１１．前馈电压回路的电容设置（１）二阶滤波器的衰减增益Ｇ沪—ＴＨＤ—％：旦：０．０２２７Ｕ“４．＝一＝一＝．６６．２％６６．２１（２）重合的极点频率易＝√Ｇ∥×２厶。＝４０．０２２７×１００＝１８Ｈｚ（３）确定电容％。、％：Ｃ矿ｌ＝Ｃ矿２＝２ｎ＇ｘ１８ｘ９１ｋ＝０．０９７ｕｆ２ｘｘＬＣＣｘＲ矿２＝０．４４∥２７ｒｘ，吣ｃｘＲ嗲，２ｘｘｌ８ｘ９．１ｋ西南交通大学硕士研究生学位论文第５５页取％Ｉ＝ｏ．１ｕｆ，％２＝０．４７ｕｆ。４．２ＬＬＣ谐振变换器的设计论文的第２章已经分析和研究了ＬＬＣ谐振变换器的工作的工作原理和工作特性，此处就不再做详细的分析和研究。ＬＬＣ谐振变换器的相关设计参数如下所述。１．设计规格（１）输入电压范围：％（ｍｉ。）一％（一）＝３２０Ｖ一４５０Ｖ；（２）额定工作状态下的输入电压：％（。Ｏｍ口『）＝４００Ｖ；（３）额定输出电压：‰。＝４８Ｖ：（４）额定输出功率：只（删＝４００Ｗ：（５）谐振频率：，（厶一ｃ，）＝ｌＯＯｋＨｚ；（６）最大的工作频率：Ｌ＝２００ｋＨｚ。２．设计要求（１）在额定输入电压％（一耐）下，ＬＬＣ谐振变换器工作在额定频率，（厶一ｃ，）；（２）ＬＬＣ谐振变换器能在最大输入电压和空载下实现输出电压的稳定调节；（３）选择的谐振网络的品质因数Ｑ，能保证在空载到满载范围内，都能让ＬＬＣ谐振变换器工作在ＺＶＳ。３．具体的参数设计．（１）计算变压器变比，２：三×—４０—０：４．１７２４８（２）最大电压转换比和最小电压转换比‰嘲‰ｏＩｔｌｍ＝２ｘ４．１７ｘ盖＿１．２５ＭＩｌＩｉ。＝２ｎ≯＝ｏ．８９Ｕ／ｎ（ｍａｘ）（３）最大工作频率厶＝２００ｋＨｚ，厂二。＝÷立Ｌ－２西南交通大学硕士研究生学位论文第５６页生：Ｋ：—１－－Ｍ—ｉｎｉｎ肇：生塑×三兰１／６三口（４）确定电感的比值ＫＭｍｉ。／：一１ｏ．８９４—１（５）在最小输入电压和满载的情况下，变换器工作在ＺＶＳ的最大品质因数Ｑｚ州＝正Ｋ（６）等效变换电阻Ｒ叼＝：一１．２５１／６＝０．４尺叼＝≯８甩２尺。＝８０．８８ＱｘＣｚｖｓ』４×南２上Ｒ，ｃ‰－２－署×阿１××一＝×（７）最大输入电压和空载状况下，变换器工作在ＺＶＳ的最大品质因数三ＱＱ竺～Ｕ．６９．０ｙ０＋６）×８０．８８×２００ｐ（８）确定最大的品质因数ＱＱ＝９０％ｘｍａｘ｛ＱｚＶＳ－｜Ｑｚ晒一２）＝０．９ｘｏ．４＝０．３６（９）最小输入电压和最大负载情况下，计算最小的工作频率丘＝０．６因此，厶。＝０．６×ｌＯＯｋＨｚ＝６０Ｈｚ。（１０）计算特征阻抗Ｚ。＝Ｒ∞Ｑ＝８０．８８×Ｏ．３６＝２９．１２Ｑ（１１）电容Ｃｒｃ＝云ｉ万＝１鬲＝五夏丽麦ｉ西五２口２丽２—４ｎ＂２ｘ（１０—ｋ）２三，：—三：—————Ｌ—一：３７ｕＨ（１２）电感Ｌｒ２ｘ５４∥，取ｃｒ＝６８ｎｆ。６８ｎ（１３）励磁电感西南交通大学硕士研究生学位论文第５７页三｜ｐ＝ｉ１×三，＝３７×６＝２２２ｕＨ４．３本章小结本章对整个系统进行了详细的设计，不足之处在于没有提出ＬＬＣ谐振变换器控制回路完整的设计方法，这还有待于进一步的研究。虽然目前已经有一些可应用于谐振类型的控制芯片，但目前对ＬＬＣ谐振变换器补偿回路的设计最有效的方法依然是通过实验法来完成的。本论文设计的实验板的控制芯片选用了Ｌ６５９９，补偿回路的设计将采用实验方式来完成。下一章将根据本章设计的参数，制作实验板，验证理论分析和设计的正确性。西南交通大学硕士研究生学位论文第５８页第５章仿真验证和实验进展本章采用ｐｓｐｉｃｅ软件建立ＬＬＣ谐振变换器的仿真模型，对前面的理论进行仿真验证。另外，为进一步验证理论研究的正确性，还制作了实验电路板。５．１仿真验证在前面理论分析研究的基础上，本章对ＬＬＣ谐振变换器用Ｐｓｐｉｃｅ软件进行仿真分析和验证。仿真的结构图如图５．１所示。Ｕｉｎ图５－１ＬＬＣ谐振变换器的仿真结构图５．１．１谐振点处在额定负载Ｐｏ＝４００Ｗ和额定输入电压Ｕｉｎ＝４００Ｖ的情况下，变换器处于最优的工作状态，变换器工作在谐振点。该状态的工作特性非常重要，在该状态下的效率，在一定程度上决定了变换器的效率。因此，这是最有研究价值的工作状态。首先，ＬＬＣ能实现输出电压的稳定调节，如图５．２所示。西南交通大学硕士研究生学位论文第５９页二—一ｌｉ■■ｒ—ｌ幽’图５－２输出电压和输出电流的波彤从上图可以看出，在稳态下，电压和电流基本恒定，但有较小的波动，含有少量的交流分量。电压幅值在４８Ｖ左右有较小波动（±０５Ｖ左右），符合设计的要求。因为负载是纯阻性负载，故电流和电压是同相位的，其值为虬／，（魁）。谐振网络的谐振电感和励磁电感的电流波形如下图５．３所示。卜·；ｌ；｛ｆ｝『；Ｌ：一；舀１０一。｝。。‘≮．一ｒ：Ｚ＼４、芒ｐ眇／＼；【，ｘｊｊ‘ｊ，｝、彳｝ｊ、Ｚ．ｆ．：Ｉ：：ｌ：’：：｜．：－：：Ｉ：·：－ｉ６２００ｕ５６２Ｓ０ｕｓ６３００ｕ５６３Ｓ０ｕｆＧ４０１Ｉ‘’’１‘。。｝Ｔｉｍ图５－３谐振电感电流和励磁电感电流对照我们前面讨论的ＬＬＣ谐振变换器的工作状态，此图清晰的表现出了，当开关频率正＝ｌＯＯｋＨｚ，在谐振点频率，＝Ｉ／２ｚｒ厢时，谐振电感Ｌ，的电流是正弦波形，电容Ｃ，的电压波形也是正弦波（如图５－４）。仅有Ｌｒ与ｃｒ参与到谐振环节中，Ｌ。整个周期内没有参与谐振。能量在Ｌ，与Ｃ，之间相互转换。西南交通大学硕士研究生学位论文｛第６０页ｊ一：：ｊ厂，，，ｆ＼ｉｃ“、ｉ、、｜｝∥ｊ，ｌ，＼ｌ、、；、，Ｊｉ÷ｏ’，ｌ，Ｉｆ。／｜ｆｋｊ、弋ｖ（ｃｒ）图５－４电容ｃｒ的电压波形接下来验证Ｑ１，Ｑ２是否能实现ＺＶＳ，由于Ｑ１与Ｑ２的驱动脉冲是瓦补反向，在谐振点时，Ｑ１与Ｑ２能实现ＺＶＳ。Ｑ１的电压驱动波与谐振电感的电流波形和励磁电感的电流波形，在同一个图中，可以清楚的观察到０１和Ｑ２能实现零电压开通（ｚｖｓ），如图５－５所示。“豳ｌ：；Ｖ（ｄ相２ｌ（Ｌｘ）Ｎ蝙。．—，，、－～、ｏ图５－５Ｑｌ、Ｑ２能实现ＺＶＳ变压器原边的ＱＩ、Ｑ２可以实现ＺＶＳ：变压器副边的Ｄ１、Ｄ２可以实现ＺＣＳ，这样有利于减小副边二极管的反向恢复电压，对副边二极管的耐压要求就低得多。通过图５－６的副边二极管的电流波形观察到，Ｄ１和Ｄ２实现了零电流关断（ＺＣＳ）。西南交通大学硕士研究生学位论文第６１页Ｉ（ｐａ）Ｉ（Ｄ１）７，．‘再Ｖ。７∥？’●‘。１１１图５－６副边二极管ＤＩ和Ｄ２的电流波形当ＬＬＣ谐振变换器工作在谐振点时，仪负载变化时，ＬＬＣ谐振变换器的输出电压不会发生变化，但谐振网络的电流波形会发生明显变化。仿真结果如图５—７和５＿８。｝ｌｉ【ｉ·，、‘Ｔ，ｔ一０Ｉ《ｄ）ｊ【｝’Ｘ甲’‘，１／／器ｊ｜Ｉ（Ｉ蕾扩一ｊ＼：。＿，，＼，ｒ凳、◇’，ｌ’１《Ｌｐｒ媾厶一ｉ”÷Ｖ＼≮Ｖ一薯譬气。，。。。蓄…Ｔｉｍｅ８３幽５—７负载减小５０％图５－８负载增加３０％比较图５—７、图５．８与图５．３得知，谐振电感电流的峰值变化较大，输出功率越大，谐振电感的电流峰值就越大，但是０１、０２的关断电流是一样的。也就是说，０１与０２的关断损耗是相等的（关断损耗与输出功率无关），不受输出功率的。另外，Ｑ１、Ｑ２又可以实现ｚｖｓ，因此，ＬＬＣ可以设计为大功率变换器，而不会降低变换器的效率。这是ＬＬＣ一个非常大的优点，应该让变换器尽可能的工作在这个点上，以实现最优。西南交通大学硕士研究生学位论文第６２页５。１．２工作区域２ＬＬＣ谐振变换器，还要关注另外一个重要的问题，就是输入电压变化时，ＬＬＣ变换器的工作特性。当输入电压变小时，为了保证输出电压的稳定，ＬＬＣ谐振变换器的开关频率六＜，＝１／２机Ｃｒ，谐振变换器会工作在区域２，谐振网络中的励磁电感Ｌｐ会参与到谐振环节中来，谐振电感的电流和励磁电感的电流波形如图５－９所示。毒藕三－路。－－．一一Ｌ一一一一Ｌ一一一．Ｌｌ一一＾－％一·’ｉ。（秭ｒｒ７ｒ—ｊ。…棼：≥≥炎型睾；？专≥图５—９谐振电感的电流和励磁电感的电流波形从图中可以看出，在一个周期内，正负半周各有一段平坦区，这一时间段，负载与变压器原边分离（参考图５．１０，有利于理解该问题），励磁电感ＬＤ参与到了谐振之中。在工作区域２内，ＬＬＣ谐振变换器是多谐振变换器。平坦区外，Ｌｒ与Ｃｒ组成谐振电路；平坦区内，Ｌｒ、Ｃｒ和Ｌ口共同组成谐振电在工作区域２时，变压器副边二极管的电流波形如图５—１０所示。二极管，在每半个周期内，出现了一段Ｄ１和Ｄ２同时关断的状态，在该状态下，负载和变压器原边分离，输入电源的能量不再经过变压器传送到负载，电源输入的能量在谐振网络内储存。但是，通过图５．１０可以观察到，Ｄ１和Ｄ２是零电流关断的（ＺＣＳ），这正是我们期望得到的结果。西南交通大学硕士研究生学位论文第６３页夕～｛＾１＂ｎｌ，皇、。￥Ｚｉ、Ｊ。釜。…爹ｌ’ｆ．，一．：，ｌ萨＼！、１ｌＬＪ●。＾一＿～。毒ｉ丫］≮．”｛一ｉ鬻０．．…：．．．：．…图５．１０副边二极管的电流波形当输入电压超过４００Ｖ时，为了调节输出电压，ＬＬＣ谐振变换器的开关ｌ所示。褫鬻≯簿≤瀚｛溺ｆｒ∥ｒ：ｌＺ一■。图５—１ｌ谐振电感与励磁电感的波形与图５－９比较，图５—１ｌ没有平坦的波形段存在，ＬＬＣ的工作特性与串５．１．３工作区域１频率六＞ｌ／２尼厢，谐振变换器在区域１内工作。在该区域，ＬＬＣ谐振变换器的工作特性与ＳＲＣ非常相似。励磁电感不再参与到谐振环节，仅有Ｌ，与Ｃｒ构成谐振网络。谐振电感与励磁电感的波形如图５．１联ＬＣ谐振变换器相似，因此，在这个区域内，ＬＬＣ谐振变换器工作在轻载和空载的情况下，输出电压是不可调节的（输出电压对频率不再敏感）。因此我们更希望ＬＬＣ谐振变换器工作区域２。西南交通大学硕士研究生学位论文第６４页另外，副边二极管Ｄ１和Ｄ２仍然能实现ＺＣＳ。其波形如图５．１２。…，一一，、｛八…＼；ＺＩ（９１）’，ｋ《飞：·￥一！麓一一＂ｌｉ…蒸ｉ，善磷…ｊ｝≮一一ｒｒ鬈’…Ｉ‘－一『＿Ｌ…ｒｃｏ】‘】、Ｔｉｍｅ一一９７｛；ｕ２图５—１２副边二极管的电流波形。在图５—１２中，Ｄ１、Ｄ２交替导通，不再像５．１０中有Ｄｌ和Ｄ２同时不导为了更深入的研究ＬＬＣ谐振变换器，设计和制作了ＬＬＣ谐振变换器实通过Ｐｓｐｉｃｅ仿真，验证了ＬＬＣ谐振变换器工作在谐振点时，输出电压另外，仿真结果还表明：变压器原边的Ｑ１和Ｑ２可以实现ｚｖｓ，变压由于实验设备和条件的，本设计的样机处于调试阶段，需要进行更通的状态。５．２实验进展验板。由于实验设备和条件的，该板尚在调试之中。Ｐｒｏｔｅｌ原理图请分别参照附录ｌ、附录２和ＰＣＢ图请参照附录３。５．３本章小结与负载变化无关。当ＬＬＣ谐振变换器将在区域１内工作时，其特性与ＳＲＣ相似。当ＬＬＣ谐振变换器将在区域２内工作，它的输出电压对频率的变化非常敏感，因此，ＬＬＣ谐振变换器在该区域内具有较好的动态特性。器副边的二极管Ｄ１和Ｄ２可以实现ＺＣＳ。加深入的研究。西南交通大学硕士研究生学位论文第６５页结论论文研究了ＬＬＣ谐振变换器稳态工作特性，并将ＬＬＣ谐振变换器与其它类型的变换器进行了深入的比较，证明了ＬＬＣ谐振器是一种优秀的拓扑结构，具有较好的研究价值。文章采用两种方法建立了ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型，－来指导控制反馈补偿回路的设计，但在此问题上仍须进一步研究。论文给出整个系统的综合设计，ＡＰＦＣ部分的电路给出主电路和控制回路的参数设计，ＬＬＣ谐振变换器部分给出了主电路的设计方法和具体参数设计。最后，仿真结果验证了理论分析的正确性。论文取得的成果有以下几个方面：（１）通过基波分析法（ＦＨＡ法）对ＬＬＣ谐振变换器的稳态特性进行了深入的研究，建立了ＬＬＣ谐振变换器的ＦＨＡ统一模型；（２）采用扩展描述函数法建立了ＬＬＣ谐振变换器的小信号模型，确定了补偿回路的设计思路；（３）进行了系统的综合设计，对电路进行了仿真分析，验证了理论分析的正确性，ＬＬＣ谐振变换器能通过调节开关频率来实现输出电压的稳定，同时变压器原边的ＭＯＳ管可以实现ＺＶＳ，变压器副边的二极管可以实现ＺＣＳ。受水平和时间的，本课题研究还不够完善，今后的研究应该着眼于以下两点：（１）建立能够更容易理解和掌握，并能直接应用于补偿器设计的小信号模型。国内最近几年的研究，更多的是在ＬＬＣ主电路的拓扑结构的优化和改进上，但是在小信号的建模和补偿回路的设计上，还存在很大的缺陷；（２）在ＬＬＣ谐振变换器中，存在较多的磁性元件，如变压器、串联谐振电感和并联谐振电感，如果能将这些磁性元件集成在同一磁芯上，将大大提高变换器的功率密度。下一步的上作，将考虑磁性元件的集成问题，将串联谐振电感、并联谐振电感和变压器集成在同一磁芯上，利用变压器的原边漏感实现串联谐振电感，利用变压器的励磁电感实现并联谐振电感。西南交通大学硕士研究生学位论文第６６页致谢首先要感谢我的导师郭育华副教授，郭老师尽职尽责、平易近人的为人处世风格，对我影响很大，将使我受益终生。三年的研究生学习生活之中，郭老师多次找我谈心，鼓励我投入到学业之中，为我指明了前进的方向。本文从选题、研究直至完成无不倾注着郭老师的悉心指导和关怀，谨在此向郭老师表示衷心的感谢和诚挚的敬意！在我的研究生生活和整个论文的写作期间，张康、唐威、文字良、吴波、马毅龙、杨黎、刘华东等给予我很多帮助和支持，对此我表示深深的感谢。另外，也要感谢我的朋友胡超、田吉刚、陈国、王英波、包陈等给我的学习上的鼓励和经济上的支持。感谢我的家人，尤其是我的父母和女友李倩，感谢他们对我学业上的大力支持和生活上无微不至地关怀。最后，我要感谢在百忙中抽出时间评阅本论文的各位老师。西南交通大学硕士研究生学位论文第６７页参考文献［１１林渭勋．现代电力电子电路［Ｍ】．浙江：浙江大学出版社，２００２［２］黄俊，王兆安．电力电子变流技术【Ｍ】．北京：机械工业出版社，２００１：１～５【３】陈坚．电力电子变换和控制技术［Ｍ】．北京：高等教育出版社，２００２：１－２１【４】Ｋｉｎｇ，Ｒ．，ａｎｄＳｔｕａｒｔ，Ｔ．Ａ．Ａｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｍｏｄｅｌｒｅｓｏｎａｎｔｆｏｒｔｈｅｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅｓｅｒｉｅｓｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＡｅｒｏｓｐａｃｅａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳｙｓｔｅｍｓ，ＡＥＳ—１７，２（Ｍａｒ．１９８１）：１９０－１９３［５】Ｓｔｅｉｇｅｒｗａｌｄ，Ｒ．ＨｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎｒｅｓｏｎａｎｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｄｅ—ｄｃｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．１９８４，２（ＩＥ－３１）：１８１—１９１ｄｅａｎａｌｙｓｉｓ【６】Ｖｏｒｐｅｒｉａｎ，Ｖ．，Ｃｕｋ，Ｓ．Ａｃｏｍｐｌｅｔｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｃ］．ＩＥＥＥ８５—１００ｏｆｔｈｅｓｅｒｉｅｓｒｅｓｏｎａｎｔＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄ，１９８２：【７】Ｖｏｒｐｅｒｉａｎ，Ｖ．，ａｎｄＣｕｋ，Ｓ．Ｓｍａｌｌｓｉｇｎａｌａｎａｌｙｓｉｓｏｆｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｎｅｒｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄ，１９８３：２６９－２８２【８】Ｓｃｈｗａｒｚ，Ｆ．Ｃ．（１９７５）Ａｎｉｍｐｒｏｖｅｄｍｅｔｈｏｄｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｆｏｒｐｏｗｅｒｏｆｒｅｓｏｎａｎｔｃｕｒｒｅｎｔｐｕｌｓｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄ，１９７５：１９４—２０４［９］Ｈａｒａｄａ，Ｋ．，Ｃｈｅｎ，Ｃ．Ｊ．（１９８４）Ａｎａｌｙｓｉｓｔｒｉａｃ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎｏｆａｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｂｙＩｎｄｕｓｔｒｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＡ一２０，１９８４，１．ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：【１０】Ｒｏｂｓｏｎ，Ｒ．Ｒ．，Ｈａｎｃｏｃｋ，Ｄ．（１９８１）Ａ１０一ｋＷｓｅｒｉｅｓｄｅｓｉｇｎ，ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ，ａｎｄｂａｓｅ－ｄｒｉｖｅｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ［Ｒ］．Ｆｉｎａｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｒ］．ＦｉｎａｌｒｅｐｏｒｔＣＲ—１６５５４６，ＮＡＳＡ，Ｎｏｖ．１９８１【１１］Ｒｏｂｓｏｎ，Ｒ．Ｒ．（１９８３）２５ｋＷＣＲ一１６８２７３，ＮＡＳＡ，Ｓｅｐｔ．１９８３ｒｅｓｏｎａｎｔｄｃ／ｄｃｐｏｗｅｒｒｅｐｏｒｔ【１２】Ｒ．Ｌ．Ｓｔｅｉｇｅｒｗａｌｄ．Ｈｉｇｈ—ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩＥＥＥＲｅｓｏｎａｎｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒＤＣ·ＤＣＣｏｎｖｅｎｅｒｓ．Ｔｒａｎｓ［Ｊ］．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒ．，１９８４，ＩＥ－３１（２）：１８１一１９１Ａｎａｌｙｓｉｓ【ｌ３】ＪｏｈｎｓｏｎＳ．Ｄ．，ＥｒｉｃｋｓｏｎＲ．Ｗ．Ｓｔｅａｄｙ－ＳｔａｔｅＰａｒａｌｌｅｌＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｎｅｒ［Ｊ】．ＩＥＥｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅｏｎＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９８６［１４］ＶｏｒｐｅｒｉａｎＶ．，ＣｕｋＳ．ＳｍａｌｌＳｉｇｎａｌＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｃ］．西南交通大学硕士研究生学位论文ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ１ＣＳ第６８页ＳＤｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＪＰＥＳＣ’８３１，ｌ９８３Ｊ．，ＵｃｅｄａＪ．，Ｐｅｒｅｚｒｅｓｏｎａｎｔ【１５】ＲｉｃｏＭ．，ＳｅｂａｓｔｉａｎｍｏｄｅｌｉｎｇｏｆｔｈｅｐａｒａｌｌｅｌＭ．Ａ．ａｎｄＡｌｄａｎａＥＤｙｎａｍｉｃＳＤｅｃｉａｌｉｔｓｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｃ］．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＲ．Ｗ．Ｅｒｉｃｋｓｏｎ．ＳｍａｌｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＰＥＳＣ’８９），１９８９［１６］Ａ．Ｆ．Ｗｉｔｕｌｓｋｉ，Ａ．Ｆ．ＨｅｒｎａｎＪｅｚｃｉｒｃｕｉｔｍｏｄｅｌｉｎｇｏｆｒｅｓｏｎａｎｔａｎｄｓｉｇｎａｌｅｑｕｉｖａｌｅｉｒｔｏｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９１，６（１）［１７】Ｒ．Ｌ．Ｏｒｕｇａｎｔｉ，Ｐ．Ｃ．Ｌｅｅ．ＲｅｓｏｎａｎｔＡｎａｌｙｓｉｓ［Ｊ】．ＩｔＩＥＥＥＰｏｗｅｒＰｒｏｃｅｓｓｏｒｓ：ＰａｒｔＩ—Ｓｔａｔｅ·ＰｌａｎｅＩｎｄ．Ａｐｐｌ．Ｓｏｃ．（ＩＡＳ）Ｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．，１９８４：８６０—８６７Ｌｅｅ．Ｃｏｎｓｔａｎｔ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｐａｒａｌｌｅｌ—ｒｅｓｏｎａｎｔ【１８］Ｙ．Ｃｈｉｎ，ＥＣ．ＹＩＥＥＥｃｏｎｖｅｒｔｅｒ【Ｊ】．Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，１９８９，２５（１）：１３３—１４２ａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆａ【ｌ９］ＹＧＫａｎｇ，Ａ．Ｋ．Ｕｐａｄｈｙａｙ．ＡｎａｌｙｓｉｓＲｅｓｏｎａｎｔＨａｌｆ－ＢｒｉｄｇｅＰａｒａｌｌｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ【Ｊ］．ＩＥＥＥＰＥＳＣＲｅｃ．，１９８７：２３ｌ一２４３ＫａｎｇａｎｄＤ．Ｓｔｅｐｈｅｎｓ．Ｄｅｓｉｇｎｏｆａ【２０】Ａ．Ｋ．Ｕｐａｄｈｙａｙ，ＹＧＰａｒａｌｌｅｌＲｅｓｏｎａｎｔＨａｌｆ－ＢｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ】．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆ．Ｒｅｃ．，１９８８，２：２５４·２６３［２１］Ｄ．Ｍ．Ｄｉｖａｎ．ＤｅｓｉｇｎＣｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓｆｏｒＶｅｒｙＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲｅｓｏｎａｎｔＭｏｄｅＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ】．ＩＥＥＥＩＡＳＣｏｎｆ．Ｒｅｃ．，１９８６：６４０—６４７［２２】Ｒ．Ｌ．Ｓｔｅｉｇｅｒｗａｌｄ．Ａｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ［Ｊ】．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒｏｆｈａｌｆｂｒｉｄｇｅｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．，Ａｐｒ．１９８８，３（２）：１７４－１８２ｉｎｒｅｓｏｎａｎｔｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ．Ｉｎｔｅｒｔｅｃｈ【２３】Ｋ．Ｋ．Ｓｕｍ．ＲｅｃｅｎｔｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓＣｏｍｍ．Ｉｎｃ．，ｌ９８８【２４】Ａ．Ｋ．Ｓ．Ｂｈａｔ．ＡｎａｌｙｓｉｓＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒａｎｄｄｅｓｉｇｎｏｆａｓｅｒｉｅｓｐａｒａｌｌｅｌｒｅｓｏｎａｎｔ１ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ】．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，１９９３，８（１）：１—１ｔｈｒｅｅ［２５］Ｒ．Ｓｅｖｅｒｎｓ．Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓｆｏｒｅｌｅｍｅｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ【Ｃ】．ＩＥＥＥＡｐｐｌ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．Ｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．，１９９０，５：７１２－７２２［２６】Ｓ．ＳｈａｈａｎｄＡ．Ｋ．Ｕｐａｄｈｙａｙ．Ａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｄｅｓｉｇｎｏｆｓｅｒｉｅｓ－ｐａｒａｌｌｅｌｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｎｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｃｕｒｒｅｎｔＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．Ｃｏｎｆ．Ｒｅｃ．，１９９０，５：１６５—１７４ａｈａｌｆｂｒｉｄｇｅＡｐｐｌ．ｍｏｄｅ［Ｃ］．ＩＥＥＥ［２７】Ｖ．Ａｇａｒｗａｌ，Ｖ．Ｂｅｌａｇｕｌｉ，ａｎｄＡ．Ｋ．Ｓ．Ｂｈａｔ．ＬａｒｇｅｓｉｇｎａｌｄｉｓｃｒｅｔｅｔｉｍｅｄｏｍａｉｎｍｏｄｅｌｉｎｇｆｏｒＬＣＣ—ｔｙｐｅｐａｒａｌｌｅｌａｎａｌｙｓ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作者：

学位授予单位：被引用次数：

赵磊

西南交通大学3次

1. 朱立泓 LLC谐振变换器的设计[学位论文]2006

2. 唐明明 基于DSP的LLC谐振变换器的研制[学位论文]20093. 冯治富 LLC谐振DC/DC变换器的研究[学位论文]20084. 宫力 LLC串联谐振全桥DC/DC变换器的研究[学位论文]20065. 高凤川 LLC谐振变换器的待机控制研究[学位论文]20066. 张国兴 LLC谐振变流器同步整流策略研究[学位论文]2010

7. 刘兴元 480W工业导轨电源的设计——基于半桥LLC谐振变换器开关电源拓扑结构[学位论文]20098. 秦惠 LLC谐振全桥并联均流开关电源的研制[学位论文]200. 李涵 新型LLC自驱动半桥谐振变换器研究[学位论文]200610. 施玉祥 高效率DC/DC变换器的研究[学位论文]2010

1.高又春.吴玉香 一种改进的LLC电路在交流电源中的应用研究[期刊论文]-电测与仪表 2010(7)2.杜松林.王瑾 半桥LLC谐振变换器分析与设计[期刊论文]-广东电力 2011(6)3.于平义.赵敏玲 高功率LLC谐振变换器的设计方法[期刊论文]-计算机仿真 2011(9)

引用本文格式：赵磊 LLC谐振变换器的研究[学位论文]硕士 2008