一种高精度低纹波的负电压产生电路[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号 CN 111725991 A(43)申请公布日 2020.09.29

(21)申请号 202010573496.7(22)申请日 2020.06.22

(71)申请人 西安电子科技大学

地址 710071 陕西省西安市雁塔区太白南

路2号(72)发明人 袁冰　杨晨　肖浪骐　王炳源　(74)专利代理机构 西安睿通知识产权代理事务

所(特殊普通合伙) 61218

代理人 惠文轩(51)Int.Cl.

H02M 3/07(2006.01)H03K 19/003(2006.01)H04N 5/63(2006.01)

权利要求书2页 说明书7页 附图6页

(54)发明名称

一种高精度低纹波的负电压产生电路(57)摘要

本发明公开了一种高精度低纹波的负电压产生电路，至少包括自激振荡电路，用于产生恒稳和持续的振荡电压信号；缓冲单元，用于对自激振荡电路的振荡电压信号进行整形，并产生低传输延迟的脉冲宽度调制输出信号；电平转换电路，接收缓冲单元的输出信号，并根据该输出信号的高低电平驱动负电压电荷泵的开关管；负压电荷泵，接收缓冲单元的输出信号和电平转换电路的两路输出电压信号，并据此产生负电压；反馈控制电路，用于检测并调节负电压电荷泵产生的负电压。本发明能够实现将5V直流输入电压转换成‑2.5V的直流输出电压；输出电压纹波小、可靠性高，且整体电路结构集成度高，功耗较低。

CN 111725991 ACN 111725991 A

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1.一种高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，其至少包括自激振荡电路、缓冲单元、电平转换电路、负电压电荷泵和反馈控制电路；

所述自激振荡电路，用于产生恒稳和持续的振荡电压信号；所述缓冲单元，用于对来自所述自激振荡电路的振荡电压信号进行整形，并产生低传输延迟的脉冲宽度调制输出信号作为所述电平转换电路和负电压电荷泵的输入信号；

所述电平转换电路，接收缓冲单元的输出信号，并根据该输出信号的高低电平驱动负电压电荷泵的开关管，使负电压电荷泵在不同工作状态间切换；

所述负电压电荷泵，接收缓冲单元的输出信号和电平转换电路的两路输出电压信号，并根据该三路输出信号产生负电压；

所述反馈控制电路，用于检测并调节负电压电荷泵产生的负电压，使其稳定在期望的某一固定电压。

2.根据权利要求1所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述自激振荡电路包含第一差分放大器、第三PMOS管、第一电容、第二电容、第一分压电阻和第二分压电阻；所述第一差分放大器的输入端连接输入电压，所述第一差分放大器的第一输出端连接至其自身的反相输入端，构成电压跟随电路；所述第一差分放大器的第二输出端与第三PMOS管的栅极连接，作为由第三PMOS管构成的单管共源级的输入端；所述第三PMOS管的漏极与第二电容的上极板连接，第二电容的下极板接地；

所述第一分压电阻和第二分压电阻串联与输入电压连接形成直流通路，为第一差分放大器的同相输入端提供正常工作所需要的静态工作电压；

所述第一差分放大器的第一输出端还与第一电容上极板连接，第一电容下极板接地。3.根据权利要求2所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述第一差分放大器由第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管和第一PMOS管、第二PMOS管构成；其中，所述第一NMOS管、第二NMOS管构成第一差分放大器的输入级，所述第一NMOS管的栅极和第二NMOS管的栅极分别作为第一差分放大器的反相输入端和同相输入端；第三NMOS管为第一差分放大器提供尾电流，第一PMOS管和第二PMOS管构成电流镜，并作为差分放大器的电流镜负载。

4.根据权利要求1所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述缓冲单元包含依次连接的第一CMOS反相器、第二CMOS反相器、第三CMOS反相器、第四CMOS反相器以及第七PMOS管、第七NMOS管，所述第七PMOS管和第七NMOS管构成CMOS反相器。

5.根据权利要求4所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述第七PMOS管的宽长比、第七NMOS管的宽长比分别为第一CMOS反相器、第二CMOS反相器、第三CMOS反相器、第四CMOS反相器中任一反相器中相应管的宽长比的9-10倍。

6.根据权利要求1所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述电平转换电路包含第二CMOS反相器、第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管，第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管和第四电容；其中，所述第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管的源极分别与高电位VHH连接，第四电容的上极板连接至高电位VHH，其下极板接地；

所述第二反相器的输入端作为电平转换电路的输入端，其中一组NMOS管和PMOS管的漏极作为电平转换电路的第一输出端口VO1，另一组NMOS管和PMOS管的漏极作为电平转换电

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路的第二输出端口VO2。

7.根据权利要求6所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，当电平转换电路的输入脉冲宽度调制信号为逻辑高电平时，第一输出端口VO1输出高电平，第二输出端口VO2输出低电平；

当电平转换电路的输入信号由逻辑高电平变为逻辑低电平时，第一输出端口VO1输出低电平，第二输出端口VO2输出高电平；

如此往复，电平转换电路两个输出端口随输入信号的时钟周期交替输出高低电平信号，用于驱动负电压电荷泵的开关管，使其在不同工作状态间切换。

8.根据权利要求1所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述负电压电荷泵包含第五NMOS管、第六NMOS管、第三电容和输出电容；其中，第五NMOS管的栅极与电平转换电路的第一输出端口VO1连接，第六NMOS管的栅极与电平转换电路的第二输出端口VO2连接，第五NMOS管的漏极与第六NMOS管的源极连接，且第五NMOS管的漏极和第六NMOS管的漏极分别与第三电容的下极板连接，输出电容的上极板连接至输出节点，其下极板接地；第五NMOS管、第六NMOS管作为开关管控制对第三电容的充放电状态切换。

9.根据权利要求8所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述负电压电荷泵随电平转换电路输出信号对应以下两种工作状态：

状态一：电平转换电路输出高电平时，其第一输出端口VO1输出高电平，第二输出端口VO2输出低电平，控制第五NMOS管截止，第六NMOS管导通，第三电容的上极板与高电平连接，下极板经N6被上拉到GND，负电压电荷泵对第三电容充电，第三电容两端的电压升高；

状态二：电平转换电路的输出端由高电平变至低电平时，其第一输出端口VO1输出低电平，第二输出端口VO2输出高电平，控制第六NMOS管截止，第五NMOS管导通，第三电容上极板接地，其下极板低电位端产生输出负电压。

10.根据权利要求1所述的高精度低纹波的负电压产生电路，其特征在于，所述反馈控制电路包含第二差分放大器；第一基准电压与负电压电荷泵产生的负电压分别作为高电压输入端和低电压输入端，经分压电阻分压后得到检测信号，并连接到第二差分放大器的同相输入端，所述第二差分放大器的反相输入端输入第二基准电压，当检测信号低于第二基准电压时，第二差分放大器输出低电位，负电压电荷泵无法产生负电荷；当检测信号高于第二基准电压时，第二差分放大器输出高电位，负电压电荷泵正常工作；

其中，所述第一基准电压由带隙基准电路产生，所述第二基准电压为接地电压。

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一种高精度低纹波的负电压产生电路

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技术领域

[0001]本发明涉及模拟/混合信号集成电路技术领域，具体涉及一种高精度低纹波的负电压产生电路，其输出电压精准稳定且电路结构高度集成，用于为数字卫星电视低噪声下变频器的电源管理芯片供电。

背景技术

[0002]在当今卫星数字机顶盒的低噪声下变频器(LNB)中，常用GaAs和HMET FETs(场效应晶体管)这两种放大管作为一、二级高放管来放大来自卫星接收天线的射频信号。此类放大管往往需要一个合适的负电压为其栅压提供所需要的偏置点，以使其能工作在最佳工作区域。传统的LNB电源管理芯片常用Bipolar工艺设计负压产生电路，成本高昂且功耗较高；而目前常用DC\\DC变换器，如Buck-boost组合拓扑生成负压，其输出纹波电压较大且电路结构复杂繁琐，难以用于高度集成的LNB电源管理芯片。因此，目前现有的负电压产生技术，无论是在成本还是应用方面都存在诸多问题。

发明内容

[0003]针对现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种高精度低纹波的负电压产生电路，能够实现将5V(允许范围为4V～11V)的直流输入电压转换成-2.5V的直流输出电压。输出电压纹波在输出电容47nF的条件下为约为73uV，输出电压范围-2.5V～-2V，输出电压纹波小、可靠性高，且整体电路结构集成度高，功耗较低。[0004]为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现。[0005]一种高精度低纹波的负电压产生电路，其至少包括自激振荡电路、缓冲单元、电平转换电路、负电压电荷泵和反馈控制电路；[0006]所述自激振荡电路，用于产生恒稳和持续的振荡电压信号。[0007]所述缓冲单元，用于对来自所述自激振荡电路的振荡电压信号进行整形，并产生低传输延迟的脉冲宽度调制输出信号作为所述电平转换电路和负电压电荷泵的输入信号。[0008]所述电平转换电路，接收缓冲单元的输出信号，并根据该输出信号的高低电平驱动负电压电荷泵的开关管，使负电压电荷泵在不同工作状态间切换；[0009]所述负电压电荷泵，接收缓冲单元的输出信号和电平转换电路的两路输出电压信号，并根据该三路输出信号产生负电压；[0010]所述反馈控制电路，用于检测并调节负电压电荷泵产生的负电压，使其稳定在期望的某一固定电压。[0011]进一步地，所述自激振荡电路包含第一差分放大器、第三PMOS管、第一电容、第二电容、第一分压电阻和第二分压电阻；所述第一差分放大器的输入端连接输入电压，所述第一差分放大器的第一输出端连接至其自身的反相输入端，构成电压跟随电路；所述第一差分放大器的第二输出端与第三PMOS管的栅极连接，作为由第三PMOS管构成的单管共源级的输入端；所述第三PMOS管的漏极与第二电容上极板连接，第二电容下极板接地；

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所述第一分压电阻和第二分压电阻串联与输入电压连接形成直流通路，为第一差

分放大器的同相输入端提供正常工作所需要的静态工作电压；

[0013]所述第一差分放大器的第一输出端还与第一电容上极板连接，第一电容下极板接地。

[0014]更进一步地，所述第一差分放大器由第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管和第一PMOS管、第二PMOS管构成；其中，所述第一NMOS管、第二NMOS管构成第一差分放大器的输入级，所述第一NMOS管的栅极和第二NMOS管的栅极分别作为第一差分放大器的反相输入端和同相输入端；第三NMOS管为第一差分放大器提供尾电流，第一PMOS管和第二PMOS管构成电流镜，并作为差分放大器的电流镜负载。[0015]进一步地，所述自激振荡电路还包含第四NMOS管、第四PMOS管和第五PMOS管，其中，所述第四NMOS管为二极管连接形式，且其与第三NMOS管构成电流镜；所述第五PMOS管为二极管连接形式，且其与第四PMOS管构成电流镜。[0016]进一步地，所述缓冲单元包含依次连接的第一CMOS反相器、第二CMOS反相器、第三CMOS反相器、第四CMOS反相器以及第七PMOS管、第七NMOS管，所述第七PMOS管和第七NMOS管构成CMOS反相器。

[0017]更进一步地，所述第七PMOS管的宽长比、第七NMOS管的宽长比分别为第一CMOS反相器、第二CMOS反相器、第三CMOS反相器、第四CMOS反相器中任一反相器中相应管的宽长比的9-10倍。

[0018]进一步地，所述电平转换电路包含第二CMOS反相器、第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管，第八NMOS管、第九NMOS管、第十NMOS管、第十一NMOS管和第四电容；其中，所述第八PMOS管、第九PMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管的源极分别与高电位VHH连接，第四电容的上极板连接至高电位VHH，其下极板接地；[0019]所述第二反相器的输入端作为电平转换电路的输入端，其中一组NMOS管和PMOS管的漏极作为电平转换电路的第一输出端口VO1，另一组NMOS管和PMOS管的漏极作为电平转换电路的第二输出端口VO2；[0020]更进一步地，当电平转换电路的输入脉冲宽度调制信号为逻辑高电平时，第一输出端口VO1输出高电平，第二输出端口VO2输出低电平；

[0021]当电平转换电路的输入信号由逻辑高电平变为逻辑低电平时，第一输出端口VO1输出低电平，第二输出端口VO2输出高电平；[0022]如此往复，电平转换电路两个输出端口随输入信号的时钟周期交替输出高低电平信号，用于驱动负电压电荷泵的开关管，使其在不同工作状态间切换。[0023]进一步地，所述负电压电荷泵包含第五NMOS管、第六NMOS管、第三电容和输出电容；其中，第五NMOS管的栅极与电平转换电路的第一输出端口VO1连接，第六NMOS管的栅极与电平转换电路的第二输出端口VO2连接，第五NMOS管的漏极与第六NMOS管的源极连接，且第五NMOS管的漏极和第六NMOS管的漏极分别与第三电容的下极板连接，输出电容的上极板连接至输出节点，其下极板接地；第五NMOS管、第六NMOS管作为开关管控制对第三电容的充放电状态切换。

[0024]更进一步地，所述负电压电荷泵随电平转换电路输出信号对应以下两种工作状态：

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状态一：电平转换电路输出高电平时，其第一输出端口VO1输出高电平，第二输出

端口VO2输出低电平，控制第五NMOS管截止，第六NMOS管导通，第三电容的上极板与高电平连接，下极板经N6被上拉到GND，负电压电荷泵对第三电容充电，第三电容两端的电压升高；[0026]状态二：电平转换电路的输出端由高电平变至低电平时，其第一输出端口VO1输出低电平，第二输出端口VO2输出高电平，控制第六NMOS管截止，第五NMOS管导通，第三电容上极板接地，其下极板低电位端产生输出负电压。[0027]进一步地，所述反馈控制电路包含第二差分放大器；第一基准电压与负电压电荷泵产生的负电压分别作为高电压输入端和低电压输入端，经分压电阻分压后得到检测信号，并连接到第二差分放大器的同相输入端，所述第二差分放大器的反相输入端输入第二基准电压，当检测信号低于第二基准电压时，第二差分放大器输出低电位，负电压电荷泵无法产生负电荷；当检测信号高于第二基准电压时，第二差分放大器输出高电位，负电压电荷泵正常工作；其中，所述第一基准电压由带隙基准电路产生，所述第二基准电压为接地电压。

[0028]与现有技术相比，本发明的有益效果为：[0029]本发明是通过电路设计，实现了将5V(允许范围为4V～11V)的直流输入电压转换成-2.5V的直流输出电压。输出电压纹波在输出电容47nF的条件下为约为73uV，输出电压范围-2.5V～-2V，输出电压纹波小、可靠性高，且整体电路结构简洁，功耗较低，能够为高度集成的卫星电视LNB芯片供电。

附图说明

[0030]下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。[0031]图1为本发明一种负压产生电路的电路连接图；

[0032]图2(a)为本发明实施例中自激振荡器电路的电路图；[0033]图2(b)为本发明实施例中电平转换电路的电路图；[0034]图2(c)为本发明实施例中负电压电荷泵的电路图；[0035]图2(d)为本发明实施例中反馈控制电路的电路图；[0036]图3为本发明的负压产生电路的一种具体实施电路图；[0037]图4(a)为图3中电路系统的瞬态仿真的输出电压结果图；[0038]图4(b)为图3中电路系统的瞬态仿真的输出电压纹波幅度图；[0039]以上图中，1、自激振荡电路；2、缓冲单元；3、电平转换电路；4、负电压电荷泵；5、反馈控制电路。

具体实施方式

[0040]下面将结合实施例对本发明的实施方案进行详细描述，但是本领域的技术人员将会理解，下列实施例仅用于说明本发明，而不应视为本发明的范围。[0041]参考图1，本发明提供的一种高精度低纹波的负电压产生电路，其至少包括自激振荡电路1、缓冲单元2、电平转换电路3、负电压电荷泵4和反馈控制电路5；[0042]所述自激振荡电路1，用于产生恒稳和持续的振荡电压信号。[0043]所述缓冲单元2，用于对来自所述自激振荡电路1的振荡电压信号进行整形，并产

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生低传输延迟的脉冲宽度调制输出信号作为所述电平转换电路3和负电压电荷泵4的输入信号。

[0044]所述电平转换电路3，接收缓冲单元2的输出信号，并根据该输出信号的高低电平驱动负电压电荷泵4的开关管，使负电压电荷泵4在不同工作状态间切换；[0045]所述负电压电荷泵4，接收缓冲单元2的输出信号和电平转换电路3的两路输出电压信号，并根据该三路输出信号产生负电压；[0046]所述反馈控制电路5，用于检测并调节负电压电荷泵4产生的负电压，使其稳定在某一固定电压。[0047]具体地，如图1所示，所述自激振荡电路1包含第一差分放大器、第三PMOS管P3、第一电容C1、第二电容C2、第一分压电阻R1和第二分压电阻R2；所述第一差分放大器的输入端连接输入电压，所述第一差分放大器的第一输出端连接至其自身的反相输入端，构成电压跟随电路；所述第一差分放大器的第二输出端与第三PMOS管P3的栅极连接，作为由第三PMOS管P3构成的单管共源级的输入端；所述第三PMOS管P3的漏极与第二电容C2上极板连接，第二电容C2下极板接地；

[0048]所述第一分压电阻R1和第二分压电阻R2串联与输入电压连接形成直流通路，为第一差分放大器的同相输入端提供正常工作所需要的静态工作电压；

[0049]所述第一差分放大器的第一输出端还与第一电容C1上极板连接，第一电容C1下极板接地。

[0050]如图2(a)所示，所述第一差分放大器由第一NMOS管N1、第二NMOS管N2、第三NMOS管N3和第一PMOS管P1、第二PMOS管P2构成；其中，所述第一NMOS管N1、第二NMOS管N2构成第一差分放大器的输入级，所述第一NMOS管N1的栅极和第二NMOS管N2的栅极分别作为第一差分放大器的反相输入端和同相输入端；第三NMOS管N3为第一差分放大器提供尾电流，第一PMOS管P1和第二PMOS管P2构成电流镜，并作为差分放大器的电流镜负载。[0051]以上过程中，第一差分放大器在负载电流镜的输出一侧，即与P1漏极相连的输出端(输出端a)直接连接到其自身的反相输入端，构成电压跟随电路；在负载电流镜的输入一侧，即与P2漏极相连输出端(输出端b)与P3的栅极相连，作为由P3构成的单管共源级的输入端。R1、R2作为分压电阻形成直流通路，为运算放大器的同相输入端提供正常工作所需要的静态工作点。

[0052]进一步地，所述自激振荡电路1还包含第四NMOS管N4、第四PMOS管P4和第五PMOS管P5，其中，所述第四NMOS管N4为二极管连接形式，且其与第三NMOS管N3构成电流镜，使得振荡器电路能够使用由经电流镜P4、P5，来自带隙基准电路的基准电流；所述第五PMOS管P5为二极管连接形式，且其与第四PMOS管P4构成电流镜。[0053]自激振荡电路1的振荡原理如下：[0054]在负反馈电路中，反馈系数F较大时易使电路系统产生自激振荡。电压跟随电路作为典型的深反馈电路(F＝1)，驱动容性负载(C1)时所产生的极点会破坏电路系统的稳定性。第一差分放大器为运算放大器，其运放的开环增益随频率的提升而下降，多余极点的存在造成系统的相位滞后在增益下降到0dB之前超过180度，进而引起自激振荡。负载电容C1与运算放大器的开环输出电阻RO(未加入反馈时从输出端a看进去的阻抗)，构成一个简单的低通RC网络，假设运算放大器的开环增益为A，电压跟随N2管栅极的输入电压为Vi，此时a

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端的输出电压为VO，则：

[0055][0056][0057][0058][0059][0060][0061]

其中，j为虚数单位，ω为角频率，C1为第一电容的电容量。

则反馈电压VF：

相较于未驱动负载电容C1时增加了一个极点：

极点fp的出现改变了开环系统的幅频特性曲线，破坏了系统的稳定性，进而产生

振荡。

参照图1和图2(a)，P3的漏极与N2的栅极相连，将振荡器电路b端输出的电压波形

反相放大，作为交流信号反馈到第一差分放大器的同相输入端，以维持恒稳和持续的振荡输出。第二电容C2的容值微小，作为滤波电容来滤除或削弱环路工作过程中高频的尖峰干扰、振铃等。在本发明的电路中，因PMOS管P6与P2构成电流镜，振荡电路的输出电压由b端输出，并最终由P6与NMOS管N16构成的共源级反相放大至缓冲单元2的输入端。[0063]参考图1，缓冲单元2包含依次连接的第一CMOS反相器VD1、第二CMOS反相器VD2、第三CMOS反相器VD3、第四CMOS反相器VD4以及第七PMOS管P7、第七NMOS管N7，所述第七PMOS管P7和第七NMOS管N7构成CMOS反相器。可用于对输入的振荡信号进行整形，输出稳定的PWM信号，并且增强了对后级负电压电荷泵4的驱动能力。[00]此外，所述第七PMOS管P7的宽长比、第七NMOS管N7的宽长比分别为第一CMOS反相器VD1、第二CMOS反相器VD2、第三CMOS反相器VD3、第四CMOS反相器VD4中任一反相器中相应管的宽长比的9-10倍。具体地，第一CMOS反相器VD1、第二CMOS反相器VD2、第三CMOS反相器VD3、第四CMOS反相器VD4中任一反相器中输入管或负载管的宽长比为1.12，第七PMOS管P7的宽长比或第七NMOS管N7的宽长比为10.22。第七PMOS管P7的宽长比或第七NMOS管N7中输入管与负载管宽长比的增加缩短了开关时间，降低了传输功耗。同时，反相器VD2可作为电平转换电路3的一部分。[0065]如图2(b)所示，所述电平转换电路3包含第二CMOS反相器VD2、第八PMOS管P8、第九PMOS管P9、第十PMOS管P10、第十一PMOS管P11，第八NMOS管N8、第九NMOS管N9、第十NMOS管N10、第十一NMOS管N11和第四电容C4；其中，第八PMOS管P8、第九PMOS管P9、第十PMOS管P10、第十一PMOS管P11的源极分别与高电位VHH连接，第四电容C4的上极板连接至高电位VHH，其下极板接地。

[0066]以下用符号表示各部件，具体连接为：高电位VHH由VDD经电阻R3、R4分压经源跟随器N14输出。参照图3，整体环路中由于交流通路的存在，电容C4作为滤波电容连接至VHH与GND之间，可提高VHH的稳定性。

[0067]P8的漏极与P10的栅极相连，P9的漏极与P11的栅极相连，P8、P9的栅极分别与VD2相连，其中P8的栅极输入信号与VD2的输入端信号相同，P9的栅极输入信号与VD2的输出端

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信号相同。[0068]N10、N11的漏极分别与P10、P11的漏极相连，N10、N11的栅极分别与N8、N9的栅极相连。N8、N9交叉耦合，N8的栅极与N9的漏极连接，N9的栅极与N8的漏极连接，N8的漏极与P9的漏极连接，N9的漏极与P8的漏极连接。[0069]以上器件中，第二反相器VD2的输入端作为电平转换电路3的输入端，N10、P10的漏极作为电平转换电路3的第一输出端口VO1，N11、P11的漏极作为电平转换电路3的第二输出端口VO2。

[0070]输出电平的高低转换：

[0071]当电平转换电路3的输入PWM信号为逻辑高电平1时，经VD2输出后输入P9栅极的信号为逻辑低电平0，此时，P8截止，P9导通，节点b被上拉至高电平VHH，P11截止，N9导通，N11导通，节点a被下拉至低电平VNN，N8截止，N10截止，P10导通，此时第一输出端口VO1输出高电平VHH，第二输出端口VO2输出低电平VNN。

[0072]当电平转换电路3的输入信号由逻辑高电平1跳变为逻辑低电平0时，经VD1输出后输入P9栅极的信号为逻辑高电平1，此时，P9截止，P8导通，节点a被上拉至高电平VHH，P10截止，N8导通，N10导通，节点b被下拉至低电平VNN，N9截止，N11截止，P11导通，此时第一输出端口VO1输出低电平VNN，第二输出端口VO2输出高电平VHH。[0073]如此往复，电平转换电路3两个输出端口随输入信号的时钟周期交替输出高低电平信号，用于驱动负电压电荷泵4的开关管，使其在不同工作状态间切换。[0074]如图2(c)所示，所述负电压电荷泵4包含第五NMOS管N5、第六NMOS管N6、第三电容C3和输出电容CO；其中，N5的栅极与电平转换电路3的第一输出端口VO1连接，N6的栅极与与电平转换电路3的第二输出端口VO2连接，N5的漏极与N6的源极连接，且共同与电容C3的下极板连接，Co为电路最终输出节点与GND之间的电容。其中，N5、N6作为开关管控制电荷泵对C3的充放电状态切换。C3作为保持电容用于于充放电过程中输入输出间转移的电荷。[0075]电平转换电路3的输入信号经反相器VD2～VD4输出至P7、N7的栅极，再由P7、N7的漏极输出，四级反相，最终输入电容C3的PWM信号与电平转换电路3的输入端信号同相。据此，负电压电荷泵4随前级驱动信号的不同有以下两种工作状态：[0076]状态一：电平转换电路3的输入高电平时，其输出端VO1输出高电平，VO2输出低电平，控制N5截止，N6导通，此时电容C3的上极板与高电平连接，下极板经N6被上拉到GND，电荷泵对C3充电，C3两端的电压升高。[0077]状态二：电平转换电路3的输入端由高电平跳变至低电平时，其输出端VO1输出低电平，VO2输出高电平，控制N6截止，N5导通，电容C3上板下经N5拉至GND，利用在电路中充放电时电容两端的电压不能突变的自举原理，由于此时C3的上极板高电位端接GND，其下极板低电位端必然产生负输出电压VNN。C3将部分电荷转移到容值较大的输出电容Co上，可减小输出电压纹波，得到较为稳定的低纹波负压。[0078]在负电压电荷泵4工作的过程中，电容C3在每一个时钟周期内存储相应的电荷。我们通常需要电路输出的负电压保在某一固定值上，如-2.5V。加入反馈机制检测并调节电荷转移的数量可以实现上述效果。[0079]如图2(d)所示，本发明的反馈控制电路5包含第二差分放大器；第一基准电压VREF1与负电压电荷泵4产生的负电压分别作为高电压输入端和低电压输入端，经分压电阻

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分压后得到检测信号，并连接到第二差分放大器的同相输入端，所述第二差分放大器的反相输入端输入第二基准电压VREF2，当检测信号低于第二基准电压VREF2时，第二差分放大器输出低电位，负电压电荷泵4无法产生负电荷；当检测信号高于第二基准电压VREF2时，第二差分放大器输出高电位，负电压电荷泵4正常工作；其中，所述第一基准电压由带隙基准电路产生，所述第二基准电压为接地电压。[0080]具体地，反馈控制电路5包含第五PMOS管P5、第十二PMOS管P12、第十三PMOS管P13、第十四PMOS管P14，第十二NMOS管N12、第十三NMOS管N13、第十五NMOS管N15，电阻R3、R4。其中，P12、P13、P14，N12、N13构成第二差分放大器，其为比较器。P12、P13构成第二差分放大器的输入级，P12、P13的栅极分别作为第二差分放大器的反相、同相输入端。由带隙基准电路产生的第一基准电压VREF1与负电压VNN分别作为高低端输入经电阻R3、R4分压得到检测信号，并连接到差分放大器2的同相输入端。第二差分放大器的反相输入端输入第二基准电压VREF2。N12与二极管连接形式N13构成差分放大器的电流镜负载。P14为第二差分放大器提供尾电流。与振荡器电路一样，通过二极管连接形式的P5与P4构成的电流镜，反馈控制电路5可以使用来自带隙基准电路的基准电流。开关管N15的栅极与差分放大器2的输出端连接，N15的漏极与N7的源极相连。[0081]本发明中，为了保证最终输出负电压VNN稳定在-2.5V，反馈控制电路5检测VNN，并与设定好的VREF2相比较。VREF2可直接用GND代替，无需额外的基准输入。当VNN经分压反馈到差分比较器的同相输入端，且低于GND时，这表明此时VNN低于-2.5V，这时比较器输出低电位，N15截止，致使负电压电荷泵4无法进入到状态二，此时C3中存储的电荷无法向Co转移，负电压电荷被逐渐消耗，VNN逐渐升高，直到检测端电压达到GND，比较器输出高电位，N15导通，负电压电荷泵4重新进入正常工作状态。[0082]仿真实验

[0083]仿真内容及仿真结果：[0084]设置仿真参数如下：输入电压(在整体环路中用作VDD)VIN＝5V，基准电压VREF＝2V，基准电流IREF＝5.5uA，输出电容CO＝47nF。基于0.18μm CMOS工艺，选择Cadence的hspiceD仿真平台进行设计仿真。[0085]如图3所示，本发明一种负压产生电路的具体实施电路系统，其瞬态仿真的相关结果如图4(a)、(b)所示。由图4(a)、(b)可知，在给定条件下，本发明所设计的负压产生电路最终恒定输出-2.503V的负电压，极其逼近所期望的-2.5V，可见输出结果精准稳定，可靠性高；且输出电压纹波较低，约为73uV，可适用于对纹波要求较高的应用场合。[0086]综上所述，从理论分析和仿真结果可以得出，在给定直流输入电压4V～11V，输出电容47nF的条件下，本发明设计的负电压产生电路系统，其输出负电压纹波较低且精准稳定，可靠性高，可广泛应用于市面上多种电子产品的供电场合；电路结构简单，体积小，采用CMOS工艺搭建，相比于传统的卫星电视LNB芯片的负电压产生电路，其成本低廉且功耗较低，可良好地适用于高度集成的LNB电源管理芯片。[0087]虽然，本说明书中已经用一般性说明及具体实施方案对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

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