1.1BUCK电路的简介
串接晶体管的高功耗耗和笨重的工频变压器使得线性调整器在现
代电于应用中失去了重要地位。
而且高功耗的串接元件需要
的大散热片和大体积储能电容增大了线性调整器的体积。
随着电子技术的发展，电路的集成化使得电路系统的体积更 小。一般的线性调整器输出负载的功率密度仅为0.2〜0.3W/i n3,
不能满足电路系统小型化的要求。而且线性电源不能提供数字存储系统所需要的足够长的保持时间。
取代线性调整器的开关型调整器早在
20世纪60年代就开始
应用。一般的，这些新的开关电源使用开关晶体管将输入直流电 压斩
波成方波。方波由占空比调节，并通过输出滤波，得到直流 稳压电
源。
滤波器一般由电感和输出滤波电容组成。通过调节占空比， 可
以控制经过电容滤波输出电压的平均值。
而输出电压的平均值
等于方波的有效值。其基本拓扑如图1.1.采用的是恒频的工作方
式，这种模式下的工作方式，功率开关管的通断频率 f 不变，即
周期T 不变，通过调节占空比(TON /T )来调节输出电压。
注:TON /T 一般称为占空比，即一个周期内的导通时间TON占 周
期T 的百分比。在某些书中也可以采用
TON/(TONTOFF)来表示。
TOFF为功率开关管的关断时间，T = T°N TOFF。
1.2BUCK电路的基本工作方式
1.2.1BUCK电路的基本框图，如图1.1
7 | , | ||||
| | ||||
7
图1.1
122 BUCK电路的基本工作方式
如图1.1,MOS 管Q 和直流输入电压Vdc 串联，通过Q 的硬开通和硬关断，在 VD 处形成方波电压。采用恒频控制方式，占空比可
调,Q导通时间为TON。 Q 导通时，VD点电压也应为直流输入电压 Vdc设Q 导通，压降为0），电流流经串接电感L，流出输出端。等效模型如图1.2。
图1.2
Q 关断时，电感L 产生反电动势，使得VD 点电压，迅速
下降到0,便变为负值直至二极管D（因其续流作用而被称为“续流二极管”）被导通，并钳位于-0.8V。等效模型如图1.3
图1.3
如此重复 的工作...........
123 BUCK 电路的波形分析，如图1.3
图1.4 （a）为 MOSFET 的PWM驱动波形 PWM，占空比可调。 Vdc （设Q当Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压
导通，压降为0）,当Q关断时，电感L 产生反电动势，使得VD 点电压，迅速下降到0,便变为负值直至二极管 D被导通， 并钳位于-
0.8V。此时假设二极管的导通压降为形如图（b）所示。
0V，则VD的波
当Q 导通时，VD 点电压直流输入电压 Vdc,由于Vo 电压 低于
Vdc，电感L 承受的电压为（Vdc-Vo）,因为Vdc,V°电压 均为恒定
值，所以电感两端的电压保持恒定， 因此流经电感的电 流线性上升其斜率为JJ/At-Wdc-VoML’L 为电感量，此时电感内 部的电流变化如图1.4 （e）所示的上升斜坡，而 MOSFET 内部 的电流如图1.4（ c）
所示。
当Q关断时，VD点电压，迅速下降到0V（假设二极管的导通压降为0V），而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以维持原
来建立的电流，若未接续流二极管
D，则VD点电压会变
得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导 通，使
得电感前端的电压比地电位低于一个二极管的导通压降。
此时电感上的极性反相，使得流经续流二极管 D 和电感L的电流线性下降，直到 MOSFET 关断结束时，回到电流初始值 la。因为VD 点电压被钳位于1V （二极管的导通压降近似为 1V）， VO 电压均为恒定值不变，所以电感 L 承受的电压为（Vo+1）V， 续流二极管D 和电感L 的电流下降斜率为
1 / 1（ Vo 1））L （Vo 1）/L，续流二极管的电流变化如图 1.4（ d ）, 电感的电流如图1.4（ e）o
根据基尔霍夫电流电流定律
KCL可知:电感的电流等于
MOSFET 的电流，续流二极管D 的电流之和，即IL=IQ+ID。根据 图1.4 （c）、（ d）、（ e）便可以看出。
注：电感的电流不能突变
以直流电压为例：开关闭合的瞬间，电感电流的变化趋势 是增加，此时电流变化率最大（从无到有），电感自感电势最强， 并且阻碍电流增加，所以电流就无法突然增加，即电流不会突变；
随着通电时间的增加，通过电感的电流转化成磁能存储起来，储 能饱和后，自感电势下降为零，电流达到最大值： lm=U/Lr，Lr:线圈直流电阻。但是通常我们认为的“电感的电流不能突变”是指通过线圈的电流。
图1.4
BUCK电路的三种工作模式:连续工作模式，临界工作模式
和不连续工作模式。
BUCK电路的工作模式取决于BUCK电路中电感的工作模式，体现为电感IL电流的变化。如图（a）、（b）、（c）。
图（a）连续工作模式
图（c）不连续工作模式
图（a）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流并未下降为0V，为连续工作模式；
图（b）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流恰好下降为0V，为临界工作模式
图（C）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周
期的导通之前，电感电流已经下降为
0V，为不连续工作模式。
1.3BUCK 电路的测试与实物设计: 1.3.1BUCK 电路的仿真测试（使用
软件 PSIM）
BUCK 电路（连续工作模式）的仿真测试
1、BUCK 电路（连续工作模式）仿真原理图如图 1.5
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图1.5
注：MOSFET 和续流二极管都视为理想状态， MOSFET
和续流二极管的正向导通压降均为0V
注：PWM波的产生方式:
波形转换图如图1.7: |
| |
| ||
Y | -----A | 图1.7 |
波形转换原理如下：
电压比较器的同相输入端（“ +”端）为一个基准电压，反
相输入端为一个周期为T的锯齿波，当同相输入端电压＞锯齿波的电压，输出端为高电平，电压幅值取决于电压比较器的供电电压，如图1.7的TON；当同相输入端电压＜锯齿波的电压，输出端为低电平。如此往复便会产生方波信号， 通过反馈环节不断更改基准电压，便会产生占空比可调的方波，即 PWM波。
注：PWM波是占空比可调的方波。占空比是指高电平占一个方波周期的比例。
2、BUCK（连续工作模式）仿真电路波形如图1.6（la不为0）
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BUCK电路（临界工作模式）的仿真测试
1、BUCK电路（临界工作模式）原理图如图1.7
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图1.7
2、BUCK 电路（临界工作模式）波形如图 1.8 |
图1.8
BUCK电路（不连续工作模式）的仿真测试
1、BUCK 电路（不连续工作模式）仿真原理图如图 | 1.9 | j |
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图1.10
1.3.2BUCK电路的实物设计
设计要点：
1、MOSFET的选取；2、续流二极管的选取；
3、输出电容的选取；
4、变压器电感的计算；
5、PWM波的发生和电流放大电路；
6、反馈闭环的设计。
1、MOSFET的选取；
主要参数:(1)最大漏极源极电压(Drain-SourceVoltage)
(2)连续漏极电流(ContinuousDrain Current )
(3)导通内阻RDS (ON) ( Static Drai n-Source On-
State
Resistanee )尽可能小，减少损耗
定的；
(2)连续漏极电流由MOSFET的工作峰值电流决定
由图1.4可知，BUCK电路工作于连续工作模式下，其 负载电流ION必须大于等于IQ峰峰值的一半，
因此，由图1.4(c)IQ可知其峰值电流等于6冷厶1；而I」* 心；而TON二卫0*T
At Vdc
又因为％t=(皿-如%丄为电感量；综上 ，MOSFET的工作峰值电流为
I
ON ION1*(Vdc-VO)*VO*T 2 L Vdc
(3)导通内阻RDS(ON)是取决于选取的 MOSFET本身，与BUCK电路无关，可以通过查找芯片手册datasheet 中的RDS(ON)
2、续流二极管的选取
主要参数:(1)反向重复峰值电压Vrrm(Repetitivepeak reverse voltage)；
(2)最大整流电流(平均值)IO(Maximumaverage forward rectified current )
(3)反向恢复时间Trr(ReverseRecovery Time)
(1)反向重复峰值电压Vrrm由BUCK电路的直流输入电压Vdc决定的；
(2) 最大整流电流(平均值)IO由续流二极管的工作峰
值电流决定，由图1.4（c）（d）可知，续流二极管的峰值电流和MOSFET的工作峰值电流一致，计算方法一致，为
, | 1 | , | , | 1 （Vdc -Vok Vo … |
ION | 2 | =ION ；* | * *T ； | |
2 L Vdc | ||||
（3）反向恢复时间Trr由续流二极管的工作频率f决定；3、输出电容的选取;
主要参数:（1）耐压值；（2）容值。
（1）耐压值由BUCK电路的（Vdc—Vo）决定的；
（2）容值根据设计要求的纹波电压Vrr 来确定（纹波电压的概念请看附录）；
BUCK电路实物设计中的输出电容，并非理想电容。它可以等效
为一个寄生电阻RO, —个电感LO和一个理想电容CO串联而成的。如图1.11。RO称为等效串联电阻（ESR），LO称为等效串联电感（ESL），
因此输出电压的纹波由理想电容CO，等效串 联电阻RO（ESR），等效串联电感（ESL）LO三者一起决定的。
T疔-----厂亠小^丄詩A
图1.11
但是对于低频纹波电流，等效串联电感（不计，输出电压的纹波主要由理想电容 （ESR）来决定。
ESL）L。可以忽略CO和等效串联电阻RO
对于频率低于500KHZ 的而纹波电流，等效串联电感（ESL） LO都可以忽略不计，为估算纹波分量并选择电容， 必须考虑到等 效串联电阻RO，可是一般的生产厂家都不会提供这方面数据， 但是根据很多厂家
的产品目录可以认定，
对很大范围内常用的电
解电容，其RO* CO值近似为一常数值，约为50*10AF。
因此要计算输出电容CO，就要根据BUCK 电路要求纹波电 压V 计算出等效串联电阻RO。
RO二年“I 的算法与前面相似。
然后根据C。二50*空F，就可以计算出输出电容的容值。 RO
（4）波的发生和电流放大电路以及反馈闭环的电路， 比较繁多， 可以通过硬件和软件来实现， 就不再详述。下面例题仅提供一种 纯硬件方法，以供参考。
设计：输入电压 Vdc=12V,设定输入频率 f=25KHz,输出电压 VO=5V，额定负载电流ION=5A，工作于连续工作模式下，且要 求负载为10%额定负载时，纹波电压小于 50mV。
1、变压器电感L 的计算:
5(Vdc -Vo)*Vo* T [\十、、
L (连续模式下)
Vdc*Ion
因为T=+=4*10“s,所以代入上式得L=117uH,
2、MOSFET，续流二极管的选取
由图1.4(c)可知
MOSFET导通时，其电流受电感影响，线性增加，
率为川/_(Vdc-Vo) 则』(Vdc-Vo)*To n _ (Vdc-Vo)* 也二0.997A /加 L
LT LVdc
而又因为BUCK电路工作于连续模式下，负载电流
ION=5A必须大于等于IQ峰峰值的一半，因此MOSFET 内部电流最大为
Ion- .：I-5.50A，正向电压为Vdc=12V。因此选择
2
MOSFET 管 75NF75,
MOSFET 管75NF75 参数：最大漏极源极电压为75V>12V ,
连续漏极电流为80A>5.50A,而且75NF75MOSFET的内阻
RDS(on)=9.5m「，因此功耗非常小。
续流二管的续流电流峰值和IQ的峰值一样，为Ion」厶1-
5.50A，而续流二极管的反向电压为 2
Vdc=12V，频率为
25KHz,因此选取MBR20100 肖特基二极管。
MBR20100 肖特基二极管参数:最大整流电流(平均值) I。为20A>5.50A，反向重复峰值电压 Vrrm 为100V，而肖特基二极管Trrv 10ns,(开关频率为25KHz)，远远满足了要求。
3、输出电容的选取;
耐压值大于(Vdc-Vo)=12V-5V=7V即可;
Vrr
输出电容CO:RO=,I=0.05015，，
CO | 50*10^ | F =997uF |
RO |
因此选取容值lOOOuf,耐压值为16V的电解电容。
4、PWM的产生，采用集成芯片TL494，内部带有运放，可以配置外围电
路，实现闭环控制，
IR211O .
MOSFET驱动芯片是集成芯片
综上，设计原理图如图1.3
集成芯片TL494 PWM 的产生，集成芯片IR211O 外围配置电路请见TL494 , IR211O 整理笔记。
以下问题是我在实验时遇到的问题，可以在后面的“基本
常识”查询：
1、MOSFET 的为什么需要驱动; 2、MOSFET 浮地驱动问题；
3、IR211O 的自举电路原理
4、电压跟随器
5、闭环控制电路如何实现？
|
11— | |
图1.2
1.4附录“基本常识”
1.4.1、MOSFET的为什么需要驱动
要驱动大容量MOSFET需要提供短时瞬间大电流，并在沟 道开通后维持合适的栅源电压 （10〜15V），如果用普通控制芯片或单片机直接驱动，输出电流不够，输出电压也没有这么高，所以需要驱动器。有些控制芯片如 UCC28C43自身集成了驱动器，可以直接驱动小容量 MOSFET。
MOSFET不需要电流，是因为沟道开通后，不需要像BJT那样必须维持一个基极电流lb，但在沟道从关闭到到开通前，必须 用瞬态大电流给 MOSFET栅极电容充电。
1.4.2、 MOSFET 浮地驱动问题
接连接的，所以称为浮地。 简单而言，控制IC供电电压的地跟 MOSFET 的S极之间不 是直
在BUCK电路中MOSFET的s极和地之间并未直接相连，所以必须浮地驱动。
浮地驱动的原因是MOSFET的g极和s极之间的电压差必须高于开启电压时，MOSFET才会导通。
1.4.3、 IR2110的自举电路原理
因为上桥臂的MOS管要饱和导通，必须要在门极与源极间加一个适当的电压。一般约10V左右，才能使MOS管导通时的内阻达到其
额定值。此电压高一点其内阻会小一点，
但太高则会损
坏MOS 管。当上桥臂 MOS 管导通时，其内阻 Rds 很小，甚至
只有1〜2mQ,此时源极的电压基本上等于电源电压， 那可能远高于控制驱动回路电压的。造成门极电压不可能高于源极要求的 电压，上桥臂MOS管也就不可以很好的导通了。
解决的办法是，将上桥臂的驱动电路悬浮起来， Vs接上桥臂MOS管的S极，作为驱动电压的参考点。将自举电路中电容器在下桥臂导通时所充的电压 （等于控制回路电压减去一个隔离二极管的正向压降约 0.6V的电压）来提供对上桥臂的驱动，使上桥臂MOS管可以很好的饱和导通。
不用自举电路是不行的。
1.4.4 电压跟随器
（1）、顾名思义，电压跟随器是实现输出电压跟随输入电压的
于且接近1。 变化的一类电子元件。也就是说，电压跟随器的电压放大倍数 恒小
（2）、特点：输入阻抗高，而输出阻抗低。
（3）、电压跟随器一般做缓冲级（buffer）及隔离级。
1.4.5闭环控制电路如何实现？
反馈电压经过一个分压器之后，经过一个电压跟随器，在经过一个同相比例放大和反相比例放大线性叠加的运放之后， 回馈到TL494的1号脚。（1号脚电压越高，最高为芯片自带的参考电位，PWM占空比越大。）
同相比例放大和反相比例放大线性叠加的运放的同相输入端通过TL431提供一个基准电压VREF.
闭环反馈系统为直流反馈，所以同相比例放大和反相比例 放
大线性叠加的运放的反馈电阻可以认为无穷大。
当输出电压下降时，经过分压器，电压跟随器之后，运放的
反相输入端的电压将会低于同相输入端的基准电压 VREF，根据
同相比例放大和反相比例放大线性叠加的原理，输出电压升高，所
以TL494的1号脚升高，占空比增大，输出电压升高。
当输出电压升高时，经过分压器，电压跟随器之后，运放的反相
输入端的电压将会高于同相输入端的基准电压 VREF，根据
同相比例放大和反相比例放大线性叠加的原理，输出电压下降，所
以TL494的1号脚下降，占空比减小，输出电压下降。
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